摘要：首次提出了占空比擴展高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器新思路，深入分析研究了該軟開關逆變器工作原理、三態(tài)離散脈沖電流滯環(huán)跟蹤控制策略，獲得了關鍵電路參數(shù)設計準則。設計并研制成功的750VA 27VDC/115V 400HzAC逆變電源具有體積重量小、變換效率高、靜態(tài)精度高、動態(tài)響應速度快、輸出波形失真度低、過載與短路能力強、可靠性高等優(yōu)良的綜合性能。

關鍵詞：軟開關；高頻環(huán)節(jié)逆變器；高頻脈沖直流環(huán)節(jié)；三態(tài)離散脈沖調制；有源箝位

High Frequency Soft-switching Inverter with excellent peformance

CHEN Dao-lian

Abstract:A novel idea of inverter with duty cycle extended high frequency pulse DC link is firstly proposed . The operation principle of the soft-switching inverter and the control strategy of three-state discrete pulse modulation hystersis current are deeply analyzed and studied. The design criterions of key circuit parameter are gained. A designed and developed 750 VA 27 V DC/115 V 400 Hz AC prototype has the excellent comprehensive advantages.

Keywords:Soft-switching； High frequency link inverter； High frequency pulse DC link； Three-state discrete pulse modulation（ DPM） ； Active clamp 

1  引言

        綜合軟化開關高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器，解決了分級軟化開關高頻環(huán)節(jié)逆變器存在的電路拓撲復雜，功率密度和變換效率偏低，成本偏高等問題[1，2]。這類軟開關逆變器由電氣隔離型高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路與DC/AC逆變橋級聯(lián)而成。

      文獻[1]提出了并聯(lián)交錯有源箝位正激式高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲，如圖1（a）所示。該電路仍存在電路拓撲和控制偏復雜，體積重量偏大，變換效率和可靠性偏低等缺點。為了進一步簡化高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路拓撲，再次提出了高頻脈沖直流電壓波占空比擴展的新思路[3]，從而成功地解決了單管正激式功率開關占空比小與輸出高頻脈沖直流電壓波占空比要求大之間的矛盾。本文主要研究占空比擴展的高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器工作原理，控制策略，關鍵電路參數(shù)設計準則，并給出了樣機試驗結 果。

(a)  并 聯(lián) 交 錯 有 源 箝 位 正 激 式

(b)  占 空 比 擴 展 的 單 管 有 源 箝 位 正 激 式

圖1  高 頻 脈 沖 直 流 環(huán) 節(jié) 逆 變 器 電 路 拓 撲

2  占空比擴展的高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器工作原理

      基于占空比擴展的單管有源箝位正激式高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲，如圖1（b）所示。單管有源箝位正激式高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路，將經LC輸入濾波器后的輸入電壓18～32VDC變換成平均值為180V，頻率為80kHz，占空比擴展的高頻脈沖直流電壓udo， DC/AC逆變?yōu)槿珮蚪Y構，逆變橋所有功率器件在前級輸出的高頻脈沖直流電壓波udo過零處進行開關轉換，從而實現(xiàn)了零電壓開關（ZVS）。逆變橋輸出的調制電壓波uAB經輸出濾波電感Lf、濾波電容Cf后，得到了恒壓恒頻115V 400Hz的單相交流電。

      箝位開關Sc與箝位電容Cc串聯(lián)支路，構成了正激變換器的有源箝位支路，實現(xiàn)了高頻變壓器T的磁復位。功率開關Sr與電容Cr串聯(lián)支路不但可用來吸收DC/AC逆變橋交流側回饋的無功能量，而且可以實現(xiàn)高頻脈沖電壓波udo占空比的擴展。高頻脈沖直流電壓udo占空比擴展原理，如圖2所示。Sr的驅動信號相對于功率開關S的驅動信號稍延遲開通t3時間，大大延遲關斷t4時間。合理設計吸收支路開關Sr的延遲時間t4，也就實現(xiàn)了高頻脈沖電壓波udo的擴展。吸收開關Sr與功率開關S均截止時，udo為零電平，在此期間實現(xiàn)DC/AC逆變橋功率開關的ZVS轉換。

圖2  高 頻 脈 沖 直 流 電 壓 占 空 比 擴 展 原 理

3  三態(tài)離散脈沖調制電流控制技術

      高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路和DC/AC逆變橋采用各自獨立的控制電路。高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路采用輸入電壓前饋脈寬調制，DC/AC逆變橋采用輸出電壓和濾波電感電流雙閉環(huán)反饋三態(tài)離散脈沖（DPM）控制技術，其控制原理，如圖3所示。輸出電壓反饋信號uof與基準電壓信號ug比較，經PI調節(jié)器后，電壓外環(huán)的輸出信號ig作為電流內環(huán)的給定信號。電流內環(huán)為三態(tài)離散脈沖滯環(huán)跟蹤控制調節(jié)器。濾波電感電流反饋信號if在正、負環(huán)寬范圍內跟蹤ig變化。滯環(huán)比較結果經采樣信號uc（過零信號）采樣，控制功率開關S1、S2、S3、S4在udo零電平期間開關轉換，從而獲得輸出調制電壓uAB，其控制規(guī)律為

(a) 控 制 原 理 

(b) 原 理 波 形 

(c) 控 制 系 統(tǒng) 框 圖

圖 3  DC/AC逆 變 橋 三 態(tài) 離 散 脈 沖 電 流 控 制 原 理

    uAB= (1)

式中:δ——半個滯環(huán)寬度；

     udom——高頻脈沖直流電壓幅值。

4  關鍵電路參數(shù)設計準則

4．1  箝位電容Cc

    箝位電容Cc應滿足

    Cc≥(1－D)2Ts2/(8LmΔUc/Uc)   （2）

    通常取ΔUc/Uc≤10％，按最壞情況D=Dmin來設計。

4．2  功率開關S、箝位開關Sc、吸收支路開關Sr三個驅動信號延遲時間

    延遲時間t1、t2過大，影響了有效占空比；延遲時間過小，滿足不了要求。Sc關斷與S開通的時間間隔應不小于變壓器磁化電感Lm與功率開關輸出電容Cs間諧振周期的四分之一，即

    ?t2≥2π/4   （3）

S關斷與Sc開通的時間間隔t1應滿足

   2π/4<t1<(1－D)Ts/2    （4）

式（3）、式（4）按最壞情況（Ui=Uimin、D=Dmax、Uc=Ucmax）來調節(jié)參數(shù)。Sr關斷相對于S關斷的延遲時間t4為

    t4=ΔDTsDTs    （5）

式中：ΔD——高頻脈沖直流電壓擴展的占空比。

4．3  功率開關S實現(xiàn)ZVS的條件

      功率開關S能否實現(xiàn)ZVS，取決于變壓器磁化電流峰值與折算到變壓器原邊的負載電流的差值。功率開關S實現(xiàn)ZVS的條件為

      (1/2)Lm（ILm－iLf·N2/N1）2≥(1/2)CsUi2    （6）

式中：ILm——變壓器磁化電流峰值。

4．4  高頻脈沖直流電壓波平均值Udo,avg選取

    為了確保輸出電壓THD小，應滿足

    UO?≤Udo,avg   （7）

    Udo,avg=(N2/N1)Ui(D＋ΔD)   （8）

由式（8）可知，相同的Udo,avg值，總占空比(D＋ΔD)越大，則高頻脈沖直流電壓幅值將越小。因此，高頻脈沖直流電壓波占空比擴展，一方面降低了DC/AC逆變橋功率開關的電壓應力；另一方面簡化了前級高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路。此外，為了保證DC/AC逆變橋功率器件可靠實現(xiàn)ZVS，需要一定的零電平時間t0，則最大占空比應滿足

    (D＋ΔD)max≤1－t0fs  （9）

式中：fs——開關頻率。

4．5  開關頻率fs

    fs/fo越高（fo為輸出電壓正弦波的頻率），高頻變壓器，輸入與輸出濾波器將越小。但fs受式（9）限制，若fs過高，則最大占空比變小，高頻脈沖直流電壓波幅值UiN2/N1將增大。故fs應折衷考慮。這里開關頻率fs選取80kHz。

4．6  輸出LC濾波器

    濾波電感Lf的合適取值范圍為

    <（

<Lf<    (10)

式中：Igm,max——給定電流幅值；

            ωo——輸出電壓角頻率；

      輸出濾波電容Cf用來濾除輸出電壓uo中的高次諧波，若Cf越大，輸出電壓uo的THD就越小，但DC/AC逆變器無功電流分量增大，從而增大了變流器的體積和成本。一般選取ICf≤0.5Iomax為宜，因此濾波電容Cf值應滿足：

    Cf≤0.5Iomax/ωoUO   （11）

式中：Iomax——輸出電流最大值。

4.7    滯環(huán)寬度δ的選擇

      一般來說環(huán)寬過小，電路不能有效地選擇零狀態(tài)，電路工作于雙極性模式，輸出電壓THD增大，開關頻率升高，損耗增加，且每個開關周期都有能量回饋，吸收電容兩端電壓脈動變大。若環(huán)寬過大，輸出濾波電感上的電流偏差過大，輸出電壓的THD也會增大，且電路的動態(tài)調節(jié)速度變慢，影響到系統(tǒng)的動態(tài)特性。通常選取滯環(huán)寬度為

    δ=(0.2～0.4)(Udo,avg/Lf）Ts   （12）

4．8   吸收支路電容Cr

    空載時DC/AC逆變器一個輸出周期內就有半個周期能量回饋，其濾波電感電流iLf、濾波電容電壓uCf、吸收支路電容電壓uCr波形，如圖4所示。根據(jù)能量守恒原理，則有

(a)濾波電感電流與濾波電容電壓  (b)吸收支路電容電壓

圖4  空載時濾波電感電流、濾波電容電壓、吸收支路電容電壓波形

    (1/2)Cr[(ΔUCr＋UCrmin)2－U2Crmin]=

    (1/2)CfU2Cfmax－(1/2)LfiLfmax    （13）

式中：UCrmin=UiN2/N1。

    高頻脈沖直流電壓波占空比擴展期間，吸收支路電容Cr對DC/AC逆變橋供電引起的最大電壓降落為

        ΔUCr=（ILfmax·ΔD·Ts）/Cr    （14）

式中：ILfmax——最大輸出濾波電感電流，通常要求ΔUCr≤5％UCrmin。

5  試驗結果

    設計實例：輸入電壓Ui=18～32VDC，額定容量750VA，輸出電壓115V，輸出電壓頻率400Hz，開關頻率fs=80kHz，占空比D=0.34～0.6，擴展的占空比ΔD=0.3；變壓器鐵心選用鐵氧體材料R2KBDPM62×49，變壓器原、副邊匝比N1/N2=2/24，磁化電感Lm=48μH。

    設計并研制成功的逆變電源，獲得了優(yōu)良的綜合性能：輸出電壓（115±2）V，輸出電壓頻率（400±0.2）Hz，輸出電壓直流分量小于0.1V，輸出電壓波形的THD<0.5％；負載功率因數(shù)－0.75～0.75，額定負載時變換效率大于85.5％；110％額定負載120min，150％額定負載5min；短路時間5s，短路電流21A，短路故障排除后有自恢復能力；重量小于4kg；體積265mm×159mm×130mm。

    樣機試驗波形，如圖5所示。試驗結果表明：高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電壓實現(xiàn)了占空比的擴展，如圖5（a）所示。逆變橋輸出濾波電感電流iLf在給定電流ig的滯環(huán)寬度內變化，如圖5（b）所示。負載兩端得到的低THD輸出正弦波uo，如圖5（c）所示。

(a)  udo波形占空比的擴展 
 

(b)  輸出濾波電感電流iLf波形 

(c)  輸出電壓uo波形

圖5  樣機試驗波形

6  結論

    1）首次提出高頻脈沖直流電壓擴展的新思路，為提高整機綜合性能奠定了關鍵技術基礎。

    2）該逆變電源具有優(yōu)良的綜合性能，處于國內領先，國際先進水平，已獲國防科技成果二等獎,可以實行技術轉讓。

    3）該技術成果可用來研制數(shù)十VA至10kVA單相或三相27VDC(270VDC)/115V400HzAC(220V50HzAC)逆變電源,非常適用于并聯(lián)場合。