簡介

高集成低成本的射頻電路目前已經成為便攜式無線設備設計的基本原則，而接收靈敏度已經成為無線網(wǎng)絡應用的瓶頸。低噪聲放大器在保證無線設備穩(wěn)定接收信號起到了重要的作用。本文主要描述了滿足IEEE 802.11g/a標準的雙頻低噪放的設計與實現(xiàn)。這種雙頻低噪放封裝在3mm*3mm模塊內，只需要兩個額外的旁路電容即可實現(xiàn)器件性能。

雙頻低噪放

能夠同時覆蓋IEEE 802.11g/a標準的雙頻的低噪放必須同時在2.4GHz和5GHz頻段上具有低電流、高增益和低噪聲的特性。另外，5GHz頻段的放大器必須覆蓋4.9GHz-5.9GHz的帶寬，因為不同的國家在5GHz頻段的具體頻率有所不同，這表示低噪放必須在20% 的帶寬范圍內表現(xiàn)相同的性能。

這篇文章討論的是能夠同時滿足2.4GHz和4.9GHz-5.9GHz頻段的WLAN雙頻低噪放設計。這種低噪放的制造工藝采用安華高特有的增強型pHEMT GaAs工藝，3mm*3mm塑料封裝。

表格1顯示了雙頻低噪放的主要性能參數(shù)

顯然以上這個雙頻低噪放的特性是非常具有挑戰(zhàn)性的，而且這種特性必須滿足批量生產制造的要求。圖1顯示了800微米工藝的場效應晶體管在不同偏置電壓下的噪聲系數(shù)特性，測試誤差在0.05dB左右，噪聲特性非常優(yōu)秀。

圖1、NFmin vs Id and Vd for a 800 μm gate width pHEMT FET

仿真模型是從不同的器件中提取，包括小信號和大信號特性。精確模型需要在ADS軟件器件庫中獲取，這種模型適用于寬偏置范圍，這點對設計師比較重要能夠找到最優(yōu)的解決方案。

2.4GHz低噪放設計

2.4GHz低噪放需要用到級聯(lián)結構，兩級設計能夠提供更高的增益和電流再利用。另外級聯(lián)結構能夠在相同的電流驅動下獲得更高的線性，圖2顯示級聯(lián)結構的原理圖。

圖2、Cascode LNA for the 2.4 GHz band

Q1和Q2形成了增益級聯(lián)場效應晶體管結構，電感L2和電容C2形成L-C振蕩器負載用于在2.4GHz輸出信號。Q1源極電感到地能在提供反饋的同時改善輸入匹配和噪聲。Q1柵極的輸入阻抗可由以下公式計算：

公式中的gm是Q1的跨導，Ls是Q1源端的總感抗值，這個值是晶圓間的金線連接和PCB的通孔電感之和。L3用于貼片元件低噪放器件的輸入端匹配，需要盡可能靠近輸入端來減小噪聲系數(shù)阻抗。電容C3是Q2的射頻旁路電容。電容C1和C8是隔直電容。場效應晶體管Q4起到鏡像電流偏置作用。Q2柵極電壓由電阻R1和R2分壓提供，場效應晶體管Q3起到關斷開關作用。

在2.4GHz頻段，寄生參數(shù)效應明顯的影響器件性能，包括繞線電感的插損和封裝接線的耦合效應。例如，Q2漏極的L-C諧振電路需要封裝在芯片內部，因此需要嚴格的模型仿真。繞線電感的仿真結果如下圖

圖3、Inductance value vs. frequency and number of turns

圖4、Q factor vs. frequency and number of turns Figure

圖3和圖4顯示電感和Q值隨頻率的變化曲線。這些仿真結果用于電路級元件來仿真完整的低噪放器件。不需要優(yōu)化電路，這些仿真結果也顯示2.4GHz中心頻率的峰值增益。在高頻條件下，電感的金屬化部分產生的表面效應相當于串聯(lián)電阻。增益，噪聲系數(shù)和回波損耗都需要滿足規(guī)格指標。在ADS軟件中的進一步優(yōu)化能有效的改善性能。下圖顯示了優(yōu)化后的低噪放性能。

圖5、Gain， return loss and Noise Figure of the 2.4 GHz LNA after optimizaTIon

5GHz低噪放設計

不同于2.4GHz低噪放，5GHz的低噪放需要在20% 的帶寬內保持增益和噪聲系數(shù)的平坦性。兩級放大器能夠滿足這些規(guī)格要求，圖6顯示5GHz低噪放設計原理圖。

在每一級放大器中仍然采用了感性負載，L2和L4均集成在芯片里。輸入阻抗和噪聲匹配采用2.4GHz設計中類似的處理方式，即采用源極電感和柵極分流輸入電感。R10和C3構成的R-C反饋電路用于第二級改善輸出匹配。電感L3和電容C2形成了高通級間匹配。這種匹配補償了由第一級造成的負增益，因此總的增益能夠形成以5.5GHz為中心的頻率的帶通效應。C3是匹配網(wǎng)絡的射頻對地電容。R4和C4構成的R-C網(wǎng)絡通過C3提高放大器的穩(wěn)定性。Q2的源極通過背面過孔接地。

ADS不同的模型能夠實現(xiàn)無源器件的非理想特性。封裝接線的耦合效應在5GHz設計中比較明顯，各種模型通過仿真能夠精確的模仿實際性能。圖7顯示了理想元件下的5GHz低噪放仿真結果（a）和優(yōu)化后的非理想元件仿真結果（b）。

圖6、SchemaTIc of a two-stage LNA for 5-6 GHz band

圖7、Gain， return loss and Noise Figure for ideal components （red） and non-ideal components （blue）

在S22表中顯示了非理想?yún)?shù)模型下增益峰值移動現(xiàn)象。更完全的仿真是在多端口S參數(shù)下進行版圖仿真，如圖8所示。

圖8、Momentum simulaTIon of the complete layout

仿真結果顯示電感耦合效應明顯的影響了頻率響應特性。電感耦合通過高電流密度區(qū)域影響了器件的1dB壓縮點性能，仿真結果如圖9

圖9、5 GHz LNA simulaTIon result with Momentum data

圖10、Fabricated die picture of the dual band LNA

雙頻低噪放的測量與仿真結果對比如圖11和12。兩者之間的差異主要是晶圓與PCB地的相互作用和芯片塑料封裝造成的影響。這些因素導致器件的頻率響應特性曲線移動和降低電路元件的Q值，進一步影響到S22響應特性和高頻增益曲線。忽視這些影響，符合WLAN 頻段的響應曲線能夠表現(xiàn)出好的噪聲系數(shù)和增益特性。

圖11、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 2.4 GHz LNA

圖12、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 5-6 GHz LNA

結論

雙頻WLAN低噪放需要進行權衡設計。文章中顯示的E-M仿真和電路級仿真都是緊湊設計中不可缺少的。在2.45GHz頻段，低噪放特行如下：增益17dB，電路14mA，噪聲系數(shù)0.9dB，輸入P-1dB是-5.5dBm，輸入IP3是5.5dBm。在5GHz頻段，低噪放特性如下：增益22-24dB，電路22mA，噪聲系數(shù)1.5dB，輸入P-1dB是-14dBm，輸入IP3是-2dBm。在模塊中采用了一種輸入匹配設計，這種雙頻低噪放采用3mm*3mm塑料封裝，只需要兩個額外的旁路電容即可實現(xiàn)器件性能。