摘要：電動汽車電機在低轉速大電流過載輸出時，驅動器IGBT模塊結溫會迅速攀升并很容易超出安全工作區(qū)從而導致失效。如果在系統設計階段，利用散熱回路的瞬態(tài)熱阻特性，并通過仿真計算精確控制低速下的電流輸出，將能夠更好地提高電動車驅動系統的可靠性和功率密度。本文首先介紹了IGBT模塊和散熱器的瞬態(tài)熱阻特性；然后分析了在電動車電機驅動器在低速與常速下電流過載輸出對IGBT模塊結溫溫升的影響；最后介紹了如何用英飛凌IPOSIM仿真工具對過載輸出時IGBT模塊結溫進行仿真，以及不同工況下IGBT瞬時結溫的仿真結果。本文可對電動車電機驅動器設計中IGBT輸出限值的動態(tài)選取提供參考依據。

　　1 引言

　　隨著電動汽車驅動技術的發(fā)展與成熟以及市場對電動汽車驅動性能和可靠性需求的提高，電動車驅動系統的發(fā)展將朝著：高功率密度，高可靠性，低成本的方向發(fā)展。然而更高的功率密度與更低的成本使系統設計的余量必然減少，如果仿真計算不準確或僅憑經驗設計，很容易出現電機驅動器的IGBT等功率器件的過溫或關斷超出安全工作區(qū)RBSOA（Reverse Biased Safe OperaTIng Area）損壞。

　　當系統處于短時大電流過載時，IGBT模塊的芯片結溫度會動態(tài)攀升。如果沒有足夠的設計余量或不能精確控制輸出過載時間與過載電流倍數，IGBT結溫將有可能升高超過安全工作區(qū)而導致失效。針對這些問題，本文分析在不同輸出頻率的條件下，過載輸出與IGBT結溫的關系，以幫助硬件設計工程師在研發(fā)時正確地限定過載峰值。

　　2 IGBT模塊與散熱器的動態(tài)結溫和動態(tài)溫升

　　無論是IGBT模塊的底殼基板還是散熱器上都同時存在熱阻和熱容兩個特性。熱阻是反映導熱介質阻礙熱量傳導能力的綜合參量。根據熱阻Rth定義，為熱流通路上的溫差ΔT與總損耗功率之比

　　由于熱阻和熱容特性的同時作用，產生了動態(tài)熱阻的特性。一般有兩種方式建模來表示動態(tài)熱阻特性 – T型模型和π型模型。如圖1所示。

　?。╝）T型連續(xù)網絡模型回路（Cauer model）（b）π型局部網絡模型回路（Foster model）

　　圖 1 兩種模型示意圖

　　如圖1（a），T型模型的結構比較真實的反應出真實的熱阻熱容物理結構。如果散熱系統中每一層的材料的特性參數都是已知的時，可以通過理論計算公式來建立這種模型的結果。但是，在熱傳播中很難確定熱傳播在每一層中的分布，因此實際建模時一般不使用T型回路。

　　圖1（b）中的π型模型雖然在結構上不具備具體的物理意義，但是該模型的數學模型比較容易從實際測量標定的時間-熱阻曲線上擬合提取出來，所以一般會用π型模型來給定動態(tài)熱阻曲線的分式因數。英飛凌IGBT模塊的數據手冊上就分別給出了IGBT芯片與反并聯二極管芯片的π型回路各項分式因數與曲線，如圖2所示為英飛凌FF600R12ME4模塊的動態(tài)熱阻曲線。

　?。╝）IGBT動態(tài)熱阻曲線（b）反并聯二極管動態(tài)熱阻曲線

　　圖 2 英飛凌IGBT模塊動態(tài)熱阻曲線

　　圖2中給出的

　　動態(tài)熱阻曲線可表達為：

　　如果在動態(tài)溫升過程中，IGBT模塊的損耗P（t）是已知的，IGBT模塊底殼溫度是已知的，則IGBT及二極管芯片的結溫可由下公式得出：

　　公式（4）中P（t）限定為單次方波脈沖的功率，IGBT模塊在實際應用中一般為連續(xù)脈沖，而且在正弦調制中為功率變化的連續(xù)脈沖，計算公式比較復雜，可從IEC60747-6標準中查得［1］。

　　此外還需要考慮到散熱器以及模塊與散熱器接觸面的瞬態(tài)熱阻，同時IGBT模塊外殼和端子也有少量的對流熱傳導，但是對流熱傳導的影響相對底殼的熱傳導非常小可忽略。由此整個散熱系統合并的串聯π型網絡模型可由圖（3）表示。

　　圖3 合并π型熱阻網絡模型

　　一般散熱器廠商會給出一階的熱平衡時間即3倍的值，用一階分式擬合可表示為公式：

　　由此得出考慮散熱器熱阻的IGBT結溫計算公式為：

　　對于散熱器熱平衡時間為一般幾十秒上百秒的，計算低頻輸出時可不用考慮散熱器的溫升，計算時使用公式（4）即可。如果是系統熱平衡時間是幾秒級的，需要考慮散熱器溫升時可使用公式（6）計算。如需更精確的包括接觸面導熱硅脂的多階熱阻模型，則需要用實驗標定曲線來提取模型。具體的實驗提取方法可參看文獻2，本文將不再詳述。

　　IGBT模塊動態(tài)熱阻的特性導致驅動器中三相逆變橋中的IGBT在不同輸出頻率下，所對應的結溫波動幅度也不同。在一個半波周期內，一個半橋中其中一個橋臂的IGBT處于連續(xù)帶載工作，在IGBT開關頻率不變下，輸出頻率越低，一個橋臂的連續(xù)帶載時間越長，一個半波內總損耗能量越大。同時由于IGBT模塊動態(tài)熱阻在一般在1秒內迅速上升，因此輸出頻率越低，IGBT的結溫波動就越大。

　　同一型號IGBT模塊在同樣為Vdc=600V，fsw=10KHz的條件下，分別輸出1Hz、5Hz、20Hz、50Hz四種頻率的有效電流為200A的正弦波，我們用IPOSIM仿真工具可得到這四個頻率下IGBT結溫波動曲線，如圖4所示：（IPOSIM對IGBT損耗與結溫的仿真原理詳見參考文獻3）

　　圖4 不同輸出頻率下一個橋臂的IGBT結溫波動對比

　　在圖4的四個仿真結果上看，四個工況下IGBT損耗平均功率都是一直為150W。在（a）中，輸出1Hz下IGBT結溫最高超過了90°C。而在（d）中，輸出頻率50Hz結溫最高不到76°C。其原因就是由于單次換向周期時間長，導致結溫波動幅度大。