帶曲率補償?shù)膸痘鶞孰娏髟吹脑O(shè)計
引言
當今被普遍采用的數(shù)?；旌想娐沸酒?/span>,偏置電路起到了非常重要的作用。隨著芯片的工作,功耗產(chǎn)生的熱量所導致芯片溫度的變化是難以避免的工。所以，為芯片提供偏置的基準電路應(yīng)具有良好的輸出電壓電流精度和穩(wěn)定的溫度特性。而在芯片的內(nèi)部模塊比如振蕩器、延遲產(chǎn)生電路、運算放大器等電路中，往往需要一個幾乎與溫度無關(guān)的電流源來進行偏置,隨之便產(chǎn)生了利用帶隙基準電壓來產(chǎn)生零溫電流的電路結(jié)構(gòu)。本文提出了一種利用帶隙基準電壓產(chǎn)生的與溫度無關(guān)的基準電流源電路，帶隙基準電壓產(chǎn)生電路沒有運算放大器，結(jié)構(gòu)簡單，且能對基準電流實現(xiàn)曲率補償，使基準電流具有低的溫度系數(shù)。
1 帶隙基準電壓源的原理
一個與溫度無關(guān)的基準電壓信號往往可以由一個具有負溫度系數(shù)的電壓信號和一個具有正溫度系數(shù)的電壓信號以適當?shù)臋?quán)重相加得到。對于溫度系數(shù)相反的兩個電壓V1和V2,有：
Vref=α1V1+a2V2 (1)
將式(1)對溫度T求導并選取合適的α1和α2,可得到：
那么就可以得到一個具有零溫度系數(shù)的電壓基準VREF。我們知道,一個二極管連接的雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓Vbe具有負的溫度系數(shù)。對于一個雙極器件，將VBE對T求導得：
而兩個工作在不同電流密度下的雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓之差具有正的溫度系數(shù)。將它們的
基極-發(fā)射極電壓相減可得:
△Vbe=Vbe1—Vbe2=VTlnn (4)
將式(4)對溫度T求導：
通過上面的討論，我們得到了兩個溫度系數(shù)相反的電壓Vbe和△Vbe,將其代入式(2)并對T求導可以得到：
通過設(shè)置系數(shù)α1和α2，即可得到一個零溫度系數(shù)的電壓Vref。
2 帶隙基準電壓電流源電路的設(shè)計與實現(xiàn)
圖1所示為本文提出的基于widlar結(jié)構(gòu)的帶隙基準電壓電流源的電路圖。左邊部分為啟動電路，中間為帶隙基準電壓產(chǎn)生電路，右邊為曲率補償和電流基準產(chǎn)生電路。
啟動電路的作用在于使帶隙基準電路脫離簡并點,讓基準電路正常上電工作。如圖1所示，M】、M,為二極管連接，隨著V?：的逐漸上升，由于R的存在,M?的逐漸變負，使得逐漸開啟，R上的電流逐漸增大，此時,M,開啟，有電流流過對G充電，為Q，的基極提供一個大于2倍Vm的電壓。隨著Voc的進一步升高,被關(guān)斷，之后啟動電路將不會影響基準電路，完成啟動過程。
圖1中間部分為帶隙基準電壓產(chǎn)生電路，R=R,且Q并聯(lián)N個。Q,與Q12組成電流鏡結(jié)構(gòu)，且它們的發(fā)射極面積相等，即Isl=Ism,因此有l(wèi)a=1皿。又Q并聯(lián)兩個，即IS2=2Iai,所以我們可以得到【C2=2la,1(3=leto
Q.的作用在于為帶隙基準產(chǎn)生電路提供負反饋穩(wěn)定回路貳。如圖所示,Qi將Q的集電極電壓箝位至一個Vbe電壓,負反饋回路使Q3的集電極電流與Q4的集電極電流相等山。
我們知道,BJT的V既為：
已知lc3=lc4,即R與Rt上面的壓降相等，本設(shè)計中Q3并聯(lián)了8個，即IS]=8細，所以可以得到R上的電流為：
前面已經(jīng)提到，Vbe為一個負溫度系數(shù)的電壓,Vt為一個正溫度系數(shù)的電壓，所以，通過設(shè)置R5與R的比例就可以得到一個零溫度系數(shù)的帶隙基準電壓Vref。本設(shè)計取R=R=11R-,得到的基準電壓為1.25V。
3 帶曲率補償?shù)碾娏髟吹脑砼c分析
圖1的右半部分所示為曲率補償電路及電流基準電路，R為一正溫系數(shù)的P注入電阻,R為一負溫度系數(shù)很大的高阻多晶電阻。Q,的發(fā)射極電壓近似與Vkef相等，為一零溫電壓。因R的溫度系數(shù)為正，故M?與M,支路上的電流都為負溫度系數(shù)。Ms與Mm鏡像M6支路的PTAT電流，表示為Iptats^IpTAT12。BIAS為輸出的零溫電流,Velas為零溫電流的偏置電壓。假設(shè)Ms與和M6的寬長比的比值分別為m與n,那么IP-1AT8與IpTAT12分別可以表示為：
忽略流過Q的電流辰，可以得到
由于R5為正溫度系數(shù)的p注入電阻,r為負溫
度系數(shù)很大的高阻多晶電阻，讐呈現(xiàn)正溫度系數(shù)。所以通過設(shè)置R與R的比例，就可以得到一個零溫度系數(shù)的電流IbiasO
但是由于BJT的Vbe的溫度特性是非線性的，并不能通過式（15）對完全線性的Iptatp進行補償。這就使得我們必須加入一個曲率補償電路來對扇恣進行曲率補償。圖1所示的曲率補償電路屬于非線性補償方法。在溫度較低時，會打開，為Qo注入一股負溫度系數(shù)的電流來補償V?,的低溫特性。
假設(shè)M,飽和時流過的電流為R電流的M倍,飽和時流過的電流為Mt；電流的M,倍，那么Qs的電流las可以表木為Ids與Idu的差值。如果M9的飽和電流大于Mu的飽和電流，Ms與均飽和,并且它們的電流差值會通過Q6流入Q支路，這個差值被用來進行曲率補償匸。如果Mn的飽和電流大于M9的飽和電流，則Mu將被驅(qū)使進入線性區(qū)，Q。則沒有電流通過。慶可以表示為：
4 電路仿真結(jié)果與分析
現(xiàn)采用0.5Mm的TSMC模型，電源電壓為6V,對電路進行溫度特性仿真，仿真溫度范圍為一40?150°C,仿真工藝角為TT、FF、SS。仿真波形圖如圖2所示。
由仿真結(jié)果可知，本文所設(shè)計的帶隙基準源在—40?150°。的溫度系數(shù)僅為12ppm/°Co圖3所示為電源電壓為6V,仿真溫度范圍為一40?150°C,仿真工藝角TT、FF、SS時的基準電流源的輸出波形。
由仿真結(jié)果可計算得到，基準電流源在一40?150°C的溫度范圍內(nèi)的溫度系數(shù)為42ppm/笆。從圖3中可以看出，在一40?15笆區(qū)間，曲線有一個上翹的波形，這是因為在這個溫度范圍內(nèi)，Q。開始有電流流過，這股電流會對扇as進行溫度補償，達到了曲率補償?shù)哪康?，有效降低了扇恣的溫度系?shù)。
圖4所示為帶隙基準電路的電源抑制比仿真波形圖，從圖4中可以看出，帶隙基準源的電源抑制比最大可以達到62dB為。圖5所示為基準電壓隨著電源電壓Vs變化時的波形圖。
從圖5中可以看出，剛開始時，基準電壓隨著Vcc的上升而上升，當Vcc大于2.8V時，基準電壓Vref穩(wěn)定為1.25V不變。從以上各項仿真可以看出，基準電路的輸出對電源電壓和溫度都不敏感。
5 結(jié)論
本文所提出的帶曲率補償?shù)膸痘鶞孰妷弘娏髟淳哂薪Y(jié)構(gòu)新穎、輸出穩(wěn)定等特點。產(chǎn)生帶隙基準電壓的主電路采用了widlar結(jié)構(gòu)，與通常所采用的運算放大器結(jié)構(gòu)有所不同，電路得到了很大的簡化。由于負反饋環(huán)路的存在，使得基準的輸出非常穩(wěn)定。通過仿真結(jié)果可以看出，后級所采用的曲率補償電路,讓Vbe對PTAT電流的補償效果更好，能有效降低帶隙基準電路的零溫電流的溫度系數(shù)。
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