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[導讀]1、概述在筆記本電腦主板、LCDTV主板、STB機頂盒等電子系統(tǒng)應用中，內部有不同電壓的多路電源，通常需要采用功率MOSFET作為負載切換開關，控制不同電壓的電源的上電時序；同時還有USB接口，用于輸出5V電壓，這些電源通常后面帶有較大的電容，也需要負載開關，限制后面電容在上電的...

1、概述

在筆記本電腦主板、LCDTV主板、STB機頂盒等電子系統(tǒng)應用中，內部有不同電壓的多路電源，通常需要采用功率MOSFET作為負載切換開關，控制不同電壓的電源的上電時序；同時還有USB接口，用于輸出5V電壓，這些電源通常后面帶有較大的電容，也需要負載開關，限制后面電容在上電的過程中充電產生的大的浪涌電流，以保護后面所帶的負載芯片的安全，同時不會導致前面的電源電壓的跌落產生復位的問題。

筆記本電腦主板19V輸入端，有二個背靠背的功率MOSFET，一個用于負載開關作軟起動，限制浪涌電流，另一個用于防反接。

圖1：筆記本電腦電源

圖2：筆記本電腦主板輸入電路

在通訊系統(tǒng)中，也廣泛使用熱插撥電路，由功率MOSFET組成的熱插撥電路和上述的負載開關的功能類同。在這些應用中，通常在功率MOSFET的柵極和源極或柵極和漏極并聯(lián)額外的電容，延長功率MOSFET在線性區(qū)的時間，以限制流涌的電流。從圖7波形可以明顯看到：功率MOSFET完全導通前，有比較長的一段時間工作于時間線性區(qū)。

圖3：通信系統(tǒng)機房

圖4：通信系統(tǒng)機柜板卡熱插撥

圖5：通信系統(tǒng)機柜

圖6：通信系統(tǒng)板卡電路

圖7：通信系統(tǒng)板卡熱插撥波形

在電池保持板PCM過流關斷的過程中，從波形可以看到：功率MOSFET同樣也有較長的一段時間工作于線性區(qū)。

圖8：電池保持板電路

圖9：電池保持板關斷波形

在一些輸出電壓需要低噪聲的應用，如輸出為12V、24V的供電電源，通常在開關電源輸出的后面接線性的穩(wěn)壓器來降低噪聲，由于成本考慮或找不到合適的集成線性穩(wěn)壓調節(jié)器，一般采用分立元件方案組成線性穩(wěn)壓調節(jié)器，使用中壓的功率MOSFET作為調整管；在一些風扇或電機調速的應用中，也是采用功率MOSFET作調整管，通過控制VGS的電壓，來調節(jié)漏極的電流，從而控制風扇、電機的轉速。這些應用中，功率MOSFET完全工作在線性區(qū)。

然而，在開關電源中，功率MOSFET工作在完全關斷或完全導通狀態(tài)，通過線性區(qū)的速度比較快，也就是驅動電壓VGS從閾值電壓VGS(th)開始，到米勒平臺結束的這段時間，比較快，即使如此，也產生了較大的開關損耗。

功率MOSFET工作完全工作在線性區(qū)或者長的時間工作在線性區(qū)，會產生非常大的功率損耗，產生高的熱應力；同時由于工作電壓高，內部電場大，容易發(fā)生單元熱不平衡而局部失效的問題。功率MOSFET工作于線性區(qū)的這些問題，將用多篇文章進行論述，給出一些設計的參考思路。

2、功率MOSFET線性區(qū)工作

功率MOSFET也有三個工作狀態(tài)，在漏極導通特性曲線上，對應的是三個工作區(qū)：截止區(qū)，線性區(qū)和可變電阻區(qū)。如圖10所示。注意到：MOSFET的線性區(qū)有時也稱為：恒流區(qū)或飽和區(qū)。

圖10：AOT1404的漏極導通特性

在前面柵極電荷的章節(jié)，設計過功率MOSFET的開通過程。在漏極導通特性曲線上，當柵極的驅動電壓加在柵極上時，由于柵極有輸入電容，電容的電壓不能突變，因此，柵極的電壓隨時間線性上升，此時功率MOSFET仍然工作在截止區(qū)，圖10中A-B所示。

當柵極的電壓上升到閾值電壓時，漏極開始流過電流，此時，功率MOSFET進入到線性區(qū)。隨著柵極的增加，漏極電流也增加，圖10中B-C所示。這個過程中，VDS電壓變化不大，CGD的電容小，因此很快的放電。這一段時間也可稱為di/dt時間段。

漏極電流的變化值等于器件的跨導乘以柵極電壓的變化值。

當漏極的電流達到系統(tǒng)的最大允許電流時，此時漏極電流不再增加，維持最大值并保持恒定，因此，柵極的電壓受到跨導的限制，也要保持恒定，圖10中C-D所示。

此時，功率MOSFET會在一段時間內工作在米勒平臺區(qū)，即相對穩(wěn)定的恒流區(qū)。柵極處于米勒平臺區(qū)保持恒定的原因在于：漏極電壓VDS開始降低，那么導致Crss兩端的電壓VGD也會隨之急劇的變化。

從上式可以看到，只有大的電流才能產生大的VGD變化率，來抽取Crss的電荷，因此幾乎所有柵極的電流都被Crss抽走。同時，Crss是一個動態(tài)參數(shù)，在漏極電壓變化的過程中，Crss的電容值也會急劇的增加，此時動態(tài)的Crss主導著輸入電容，這樣，電容CGS相對而言其回路幾乎沒有電流，因此，柵極的電壓會維持恒定，從而產生米勒平臺。這一段時間也可稱為dv/dt時間段。

當Crss的電荷全部抽走后，米勒平臺結束，同時，VDS電壓也降到最低值，即電流和此時的RDS(on)乘積。隨后柵極電壓繼續(xù)增加，增加到驅動電壓的最大值，如圖10中D-E所示，此時功率MOSFET進入可變電阻區(qū)。

整個過程中，A-B為截止區(qū)，D-E為可變電阻區(qū)，B-C-D為線性工作區(qū)。線性區(qū)產生開關損耗，對于一個開關周期，此時間段越長，開關損耗越大。

具體的開關過程，di/dt時間段和dv/dt時間段，請參考公眾號中以前的文章，有詳細的論述。