O 引言
    雙向DC/DC變換器可廣泛應用于直流不停電電源系統(tǒng)、航滅電源系統(tǒng)、電動汽車等應用場合。傳統(tǒng)的相移控制雙向DC/DC變換器不需要輔助開關就可以實現(xiàn)ZVS軟開關。當輸入電壓和輸出電壓的幅值不匹配時，相移控制雙向DC/DC變換器有較大的電流應力而且軟開關范圍會減小。PWM加相移復合控制雙向DC/DC變換器解決了上述問題。

1 PWM加相移復合控制的工作原理
    圖l是相移控制的雙向DC／DC變換器。在隔離變壓器兩側(cè)各有兩個開關。開關S1(S3)和S2(S4)是互補工作的，占空比是0．5，電感L1是能量傳輸器件。圖2是相移控制的概念圖。圖4(a)是當?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值等于等效輸出電壓Vcd幅值，即V1/2=nV2，n=Np：Ns是變壓器變比時相移控制的原理波形圖。當?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值不等于等效輸出電壓vcd幅值時，圖4(b)是V1/2<nV2時相移控制的原理波形圖。當?shù)刃л斎腚妷簐ab幅值不等于等效輸出電壓vcd幅值時，變換器的電流應力和電流有效值變大，變換器傳遞無功也增大，這些都增大了變換器的電流應力和通態(tài)損耗。圖3是PWM加相移復合控制雙向DC/DC變換器的概念圖。占空比的PWM控制相當于在等效輸入電壓vab和等效輸出電壓vcd加入了一個電子變壓器。圖4(c)是PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器的波形圖。與相移控制相比，PWM加相移復合控制可以減小變換器的電流應力和電流有效值，因此變換器的效率可以有所提高。本文提出了5 kW PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器的優(yōu)化沒計和控制方法?；陂_關損耗模型，不同開關MOSFET或IGBT和不同輸入電壓等級42V或380V的電路方案可以比較。具有最小開關損耗的電路方案可以提出。根據(jù)電路的工作原理，一種新的控制方案可以實現(xiàn)PWM加相移的復合控制。

2 變換器的開關損耗分析
   PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器如圖1所示，開關S1(S3)和S2(S4)是互補工作，S1的占空比等于S3的占空比，即D=nV2/V1，S2的占空比等于S4的占空比。當輸入電壓和輸出電壓改變時，占空比也隨之改變。當S1(S2)的驅(qū)動脈沖領先于S3(S4)的驅(qū)動脈沖，變換器工作于正向模式，能量由V1流向V2。當S1(S2)的驅(qū)動脈沖落后于S3(S4)，變換器工作于反向模式，能量V2流向V1。L1是變壓器漏感和外串小電感之和，是能量傳輸器件。圖5是一個開關周期中，正向模式工作下的關鍵波形。

    為了設計最小開關損耗的PWM加相移復合控制雙向DC／DC變換器，本文分析了基于不同器件MOSFET或IGBT，不同輸入電壓等級42V或380V的開關損耗。

    在圖6中，vgs1是開關S1的驅(qū)動脈沖，vds1是開關S1漏源電壓，vD1是S1反并聯(lián)二極管的電壓波形，iS1是開關S1的電流波形，iD1是開關S1反并聯(lián)二極管的電流波形。TD1on為S1體內(nèi)二極管的導通時間。tdead12為S1和S2間的死區(qū)時間。變換器的所有開關可以工作在ZVS下，開通損耗可以忽略。開關的損耗包括通態(tài)損耗和關斷損耗。通態(tài)損耗由反并聯(lián)二極管的通態(tài)損耗PD1和主開關的通態(tài)損耗PS1on組成。當開關關斷時，假設開關的并聯(lián)電容被恒定的電感電流線性充放電，開關的端電壓線性下降。以開關S1是MOSFET情況為例，計算其通態(tài)損耗和關斷損耗。
    S1的導通時間是tc到t1，其等效電阻為RS1。通態(tài)損耗是電流流過其通態(tài)電阻產(chǎn)生的損耗。

   
    S1反并聯(lián)二極管的導通時間是tb到tc，其通態(tài)損耗是電壓和電流的積分，可按式(2)計算。

   
    S1在t1時刻關斷，到了t2時刻電流下降到O。關斷損耗足電壓和電流的積分，可按式(3)計算。

   
    設定仿真參數(shù)：開關頻率f=100 kHz，移相角φ=45°，占空比D=nV2/V1=O.5。輸出功率Pout=5kW。表1給出了4種不同器件和不同輸入電壓等級的電路設計方案。

    如圖7所示為變換器工作在(5kW)正向模式下，4種電路設計方案的效率比較和正向輸出5kW時各個開關的損耗直方圖。損耗直方圖從左到右依次為開關S1、S2、S3、S4的通態(tài)損耗、關斷損耗、總損耗。

    由此可以看出，器件的通態(tài)損耗是主要的，不同的器件和不同輸入電壓等級構(gòu)成的電路設計方案對效率有很大影響。開關損耗最小的是電路A和電路D。但是電路D中，開關損耗主要由S4組成，開關S4的損耗在5kW達到了150W，這對于開關S4的熱沒計帶來很大問題。與之相比，電路A中，開關損耗主要由S1和S2平均組成，這對電路的工作是有利的。因此電路設計方案A是優(yōu)化的。

3 雙向DC／DC變換器的控制框圖
    根據(jù)變換器的原理，本文提出了一種新的控制方案，如圖8所示。電路的正向和反向工作方式由正向/反向控制信號控制兩個復用器(MUX)切換。當電路正向工作時，反饋電壓電流分別是輸出電壓和輸出電流。電壓外環(huán)經(jīng)過PI后作為電流的參考，電流內(nèi)環(huán)的誤差經(jīng)過PI后調(diào)節(jié)電路的移相角。電路的占空比由輸入電壓和輸出電壓經(jīng)過運算，即D=nV2/V1得到。

4 結(jié)語
    本文分析了不同器件和輸入電壓對電路效率的影響。分析表明，Sl和S2用MOSFET，S3和S4用IGBT，低壓42V放在輸入側(cè)是優(yōu)化的方案。本文提出了一種新的控制方法，可以同時調(diào)節(jié)電路的占空比和移相角。