這三種拓?fù)洳捎昧瞬煌募夹g(shù)來降低MOSFET的開通損耗，導(dǎo)通損耗的計(jì)算公式如下：

在這一公式中，ID 為剛導(dǎo)通后的漏電流， VDS 為開關(guān)上的電壓， COSSeff 為等效輸出電容值(包括雜散電容效應(yīng))，tON 為導(dǎo)通時(shí)間，fSW 為開關(guān)頻率。.

如圖1所示，準(zhǔn)諧振拓?fù)渲械?MOSFET 在剛導(dǎo)通時(shí)漏極電流為零，因?yàn)檫@種轉(zhuǎn)換器工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式下，故開關(guān)損耗由導(dǎo)通時(shí)的電壓和開關(guān)頻率決定。準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器在漏電壓最小時(shí)導(dǎo)通，從而降低開關(guān)損耗。這意味著開關(guān)頻率不恒定：在負(fù)載較輕時(shí)，第一個(gè)最小漏電壓來得比較早。以往的設(shè)計(jì)總是在第一個(gè)最小值時(shí)導(dǎo)通，輕負(fù)載下的效率隨開關(guān)頻率的增加而降低，抵消了導(dǎo)通電壓較低的優(yōu)點(diǎn)。在飛兆半導(dǎo)體的e-Series™ 準(zhǔn)諧振電源開關(guān)中，控制器只需等待最短時(shí)間 (從而設(shè)置頻率上限)，然后在下一個(gè)最小值時(shí)導(dǎo)通 MOSFET。

其它拓?fù)涠疾捎昧汶妷洪_關(guān)技術(shù)。在這種情況下，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線電壓降至1V左右，這有效地消除了導(dǎo)通開關(guān)損耗。通過讓電流反向經(jīng)體二極管流過MOSFET，再導(dǎo)通MOSFET，可實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。二極管的壓降一般約為1V。

諧振轉(zhuǎn)換器通過產(chǎn)生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，而這需要在諧振網(wǎng)絡(luò)上加載方波電壓，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動(dòng) (更高階分量一般可忽略)。通過諧振，電流滯后于電壓，從而實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出通過整流提供DC輸出電壓，最常見的諧振網(wǎng)絡(luò)由一個(gè)帶特殊磁化電感的變壓器、一個(gè)額外的電感和一個(gè)電容構(gòu)成，故名曰LLC。

非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器則是通過軟開關(guān)技術(shù)來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。這里，橋產(chǎn)生的電壓為矩形波，占空比遠(yuǎn)低于50%。在把這個(gè)電壓加載到變壓器上之前，需要一個(gè)耦合電容來消除其中的DC分量，而該電容還作為額外的能量存儲(chǔ)單元。當(dāng)兩個(gè)MOSFET都被關(guān)斷時(shí)，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉(zhuǎn)。這種電壓擺幅最終被突然出現(xiàn)初級(jí)電流的相關(guān)MOSFET體二極管鉗制。

選擇標(biāo)準(zhǔn)

這些能源優(yōu)化方面的成果帶來了出色的效率。對(duì)于75W/24V的電源，準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)可以獲得超過88%的 效率。利用同步整流 (加上額外的模擬控制器和一個(gè)PFC前端)，更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級(jí)，雖然LLC諧振和非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器可獲得更高的效率，但由于這兩種方案的實(shí)現(xiàn)成本較高，所以這個(gè)功率范圍普遍采用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器。對(duì)于從1W輔助電源到30W機(jī)頂盒電源乃至50W的工業(yè)電源的應(yīng)用范圍，e-Series集成式電源開關(guān)系列都十分有效。在此功率級(jí)之上，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準(zhǔn)諧振控制器，它可以提供處理超高系統(tǒng)輸入電壓的額外靈活性，此外，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優(yōu)化性價(jià)比。

準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)涫褂靡粋€(gè)低端MOSFET；而另外兩種拓?fù)湓谝粋€(gè)半橋結(jié)構(gòu)中需要兩個(gè)MOSFET。因此，在功率級(jí)較低時(shí)，準(zhǔn)諧振反激式是最具成本優(yōu)勢(shì)的拓?fù)?。在功率?jí)較高時(shí)，變壓器的尺寸增加，效率和功率密度下降，這時(shí)往往考慮采用兩種零電壓開關(guān)拓?fù)洹?br />

系統(tǒng)設(shè)計(jì)會(huì)受到四個(gè)因素所影響：分別是輸入電壓范圍、輸出電壓、是否易于實(shí)現(xiàn)同步整流，以及漏電感的實(shí)現(xiàn)。

圖2比較了兩種拓?fù)涞脑鲆媲€。為便于說明，我們假設(shè)需要支持的輸入電壓為110V 和 220V。對(duì)于非對(duì)稱半橋拓?fù)洌@不是問題。在我們?cè)O(shè)定的工作條件下，220V 和110V 時(shí)其增益分別為0.2和0.4 。在220V時(shí)，效率較低，因?yàn)榇呕疍C電流隨占空比減小而增大。對(duì)于LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說，最大增益為1.2，要注意的是滿負(fù)載曲線非常接近諧振。0.6的增益將導(dǎo)致頻率極高，系統(tǒng)性能很差?？傃灾?，LLC 轉(zhuǎn)換器不適合于較寬的工作范圍。通過對(duì)漏電感進(jìn)行外部調(diào)節(jié)，LLC 轉(zhuǎn)換器可以用于歐洲的輸入范圍，但代價(jià)是磁化電流較大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非對(duì)稱半橋結(jié)構(gòu)在輸入端帶有PFC級(jí)，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。

圖2：非對(duì)稱半橋和LLC轉(zhuǎn)換器的增益曲線

對(duì)于24V以上的輸出電壓，我們建議采用LLC諧振轉(zhuǎn)換器。高的輸出二極管電壓會(huì)致使非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器效率降低，因?yàn)轭~定電壓較高的二極管，其正向壓降也較高。在24V以下，非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器則是很好的選擇。因?yàn)檫@時(shí)LLC轉(zhuǎn)換器的輸出電容紋波電流要大得多，其隨輸出電壓降低而變大，從而增加解決方案的成本和尺寸。

上述兩種拓?fù)涠伎梢圆捎猛秸鳌?duì)非對(duì)稱半橋拓?fù)?/strong>，這實(shí)現(xiàn)起來非常簡(jiǎn)單 (參見飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用說明AN-4153)。對(duì)LLC控制器，需要一個(gè)特殊的模擬電路來檢測(cè)流入MOSFET的電流，如果開關(guān)頻率被限制為第二個(gè)諧振頻率 (圖2中的100kHz)，該技術(shù)是比較簡(jiǎn)單的。

最后，兩種設(shè)計(jì)都依賴變壓器的漏電感：在LLC轉(zhuǎn)換器中用來控制增益曲線 (圖2)；而在非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器則用以確保輕載下的軟開關(guān)。對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，我們都建議采用兩個(gè)單獨(dú)的電感來達(dá)到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個(gè)參數(shù)。此外，要實(shí)現(xiàn)一個(gè)不同尋常的漏電感，需要一個(gè)非標(biāo)準(zhǔn)的線圈管，這增加了成本。對(duì)于非對(duì)稱半橋結(jié)構(gòu)，如果采用標(biāo)準(zhǔn)變壓器，諧振開關(guān)速度至少是開關(guān)頻率的10倍，從而產(chǎn)生更大的損耗?？傊?，對(duì)LLC轉(zhuǎn)換器而言，建議再采用一個(gè)普通鐵氧體電感；而對(duì)非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器，建議只使用一個(gè)高頻鐵氧體電感。

圖3顯示了非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。該圖非常類似于LLC諧振轉(zhuǎn)換器，只有一點(diǎn)不同：LLC諧振轉(zhuǎn)換器不需要輸出電感，以及非對(duì)稱半橋控制器需要設(shè)置頻率而非PWM控制。

圖3：基于FSFA2100的非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器

192W/24V 非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在額定負(fù)載為20%-100% 時(shí)也有超過93%的滿負(fù)載效率。

在包含 PFC 前端的 200W/48V 電源條件下，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。通過同步整流，在該功率級(jí)下可以把效率提升至95%-96%。