0 引言

高壓大功率變頻器是近年來電力電子行業(yè)的研究熱點(diǎn)，在礦山、冶金行業(yè)得到廣泛的應(yīng)用。經(jīng)過20多年的發(fā)展，高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出現(xiàn)了多種形式，其中以單元級聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最受工業(yè)場合青睞，它不需要大量的箝位二極管或電容，也不存在中間直流電壓中性點(diǎn)偏移問題，采用模塊化安裝，結(jié)構(gòu)緊湊，而且采用倍頻SPWM 技術(shù)，可以在比較小的開關(guān)頻率情況下達(dá)到較高的等效輸出頻率，從而優(yōu)化輸出波形，減少開關(guān)損耗。為此，本文將對級聯(lián)型多電平變頻器原理和控制策略進(jìn)行分析，同時(shí)給出相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)波形。

1 級聯(lián)型多電平變頻器主電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/p>

1.1 主電路

單元級聯(lián)型多電平變頻器采用若干個(gè)獨(dú)立的低壓功率單元級聯(lián)的方式來實(shí)現(xiàn)高壓輸出，其主電路拓?fù)淙鐖D1所示。設(shè)級聯(lián)型H橋多電平變頻器每相級聯(lián)的單元數(shù)為N , 則輸出相電壓波形所含電平數(shù)為[1]

1.2 工作原理

以每相5單元為例，單元級聯(lián)型多電平變頻器原理如圖2所示。電網(wǎng)電壓經(jīng)過二次側(cè)多重化的隔離變壓器降壓后給功率單元供電，如圖2(b)所示;

功率單元為三相輸入、單相輸出的交-直-交PWM電壓源型變頻器結(jié)構(gòu)，見圖2(c)所示;將相鄰功率單元的輸出端串接起來，形成Y聯(lián)結(jié)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)變壓變頻的高壓直接輸出，供給高壓電動(dòng)機(jī)，如圖2(a)所示。每個(gè)功率單元分別由輸入變壓器的一組二次繞組供電，變壓器二次繞組之間相互隔離。

對于額定輸出電壓為6 kV的變頻器，每相由5個(gè)額定電壓為690 V的功率單元級聯(lián)而成，輸出相電壓最高可達(dá)3 450 V，線電壓可達(dá)6 kV左右，每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/5的相電壓和1/l5的輸出功率。所以，單元的電壓等級和級聯(lián)數(shù)量決定變頻器輸出電壓，單元的電流定額決定變頻器輸出電流。由于不是采用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)的方式來實(shí)現(xiàn)高壓輸出，而是采用整個(gè)功率單元級聯(lián)，所以不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題[2]。圖3 為級聯(lián)數(shù)N=5的相電壓輸出波形，從圖中可以看出，其波形數(shù)目為11個(gè)，非常接近正弦波。

2 倍頻SPWM技術(shù)

在普通PWM變流器中，器件開關(guān)頻率與輸出電壓載波頻率相等。所謂倍頻式PWM技術(shù)是指輸出電壓的載波頻率是功率器件開關(guān)頻率的2倍。簡而言之，倍頻式SPWM 技術(shù)是用一個(gè)正弦調(diào)制波與兩個(gè)在相位上互補(bǔ)的載波信號(hào)分別進(jìn)行SPWM 調(diào)制，輸出電壓相當(dāng)于兩個(gè)SPWM波形的代數(shù)相加，其消除和抑制諧波的效果相當(dāng)于一個(gè)2倍載波頻率的常規(guī)SPWM。多電平載波相移SPWM 技術(shù)正是從倍頻式SPWM技術(shù)發(fā)展而來。由此可知載波相移SPWM技術(shù)的基本思想是：N個(gè)級聯(lián)單元均采用較低開關(guān)頻率的SPWM調(diào)制，并具有相同的頻率調(diào)制比kc，幅值調(diào)制比m和共同的正弦調(diào)制信號(hào)，而各級聯(lián)單元三角載波的相位角依次差茲，利用SPWM 技術(shù)中的波形生成方式和多重化技術(shù)中的波形疊加結(jié)構(gòu)產(chǎn)生載波相移SPWM波形[3] [4]?，F(xiàn)以每相2個(gè)功率單元級聯(lián)而成的級聯(lián)型變頻器為例來分析。

根據(jù)倍頻SPWM技術(shù)原理，采用2 對(每對含正反相信號(hào))依次相移為90毅的三角載波CH1、CH2和參考波RU進(jìn)行調(diào)制。圖4(a)表示U相的參考波形RU和三角波載波CH1、CH2，參考波形頻率為50 Hz，載波頻率為1 000 Hz。圖4(b)Ll為RU與第一個(gè)載波(無相移)CH1的比較結(jié)果，當(dāng)RU大于載波CH1時(shí)，L1為高電平，RU小于載波CH1時(shí)，L1為低電平。L1用來控制U 相第一個(gè)H 橋功率單元中左橋臂IGBT V11 和V12的通斷，L1為高電平時(shí)，V11導(dǎo)通，V12截止，L1為低

電平時(shí)，V11截止，V12導(dǎo)通;RU 和第一個(gè)載波CH1的反向信號(hào)比較產(chǎn)生的R1用于控制V13和V14的通斷。

當(dāng)RU大于反向載波時(shí)，R1為低電平，反之，R1為高電平，如圖4(c)所示。R1為高電平時(shí)，V13導(dǎo)通，V14關(guān)斷，反之亦然，由此可決定輸出電壓波形。實(shí)際上，L1與R1之差，就代表了輸出端VU1之間的電壓波形，即U 相第一個(gè)H橋功率單元的輸出電壓VU1，VU1具有+Vd c，0，-Vdc三種電平，如圖4(d)所示。同理，可以得到L2、R2，它們是用相移90毅的載波CH2及其反向載波分別和U相參考波RU比較的結(jié)果，見圖4(e)和圖4(f)所示。L2與R2之差表示U相的第二個(gè)H橋功率單元輸出電壓波形VU2，見圖4(g)所示。VU1、VU2級聯(lián)相加，即得到U相的相電壓輸出波形VUg，VUg有5種不同的電平，見圖4(h)所示。V相和W相的調(diào)制采用同樣的原理，只是參考波RV、RW依次相移120毅。

3 實(shí)驗(yàn)波形

根據(jù)級聯(lián)型多電平變頻器工作原理，采用圖1所示主電路拓?fù)浜捅额lSPWM技術(shù)，在實(shí)驗(yàn)室設(shè)計(jì)和研制了一臺(tái)相電壓為五電平的級聯(lián)型變頻器裝置，它主要由DSP控制板、FPGA 電路、主電路及驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成。圖5為測得的一些觸發(fā)脈沖及輸出電壓波形。圖5(a)為功率開關(guān)管V11 和V14 的觸發(fā)脈沖，它們之間差1/2 個(gè)載波周期;圖5(b)為第一個(gè)H橋單元功率開關(guān)管V11 和第二個(gè)H 橋功率單元V21的觸發(fā)脈沖，它們之間差1/4 個(gè)載波周期，由圖5(a)、(b)可知，等效載波頻率提高了一倍，驗(yàn)證了SPWM 倍頻技術(shù)的正確性。圖5(c)、(d)是輸出頻率分別為40 Hz和30 Hz的輸出電壓波形。

4 結(jié)語

級聯(lián)型多電平變頻器由于其輸入側(cè)采用移相變壓器供電，其功率因數(shù)高、輸出側(cè)是采用低壓單元疊加形成高壓輸出，因此輸出側(cè)dv/dt小。另外，由于采用倍頻SPWM技術(shù)，可以在低的開關(guān)頻率情況下達(dá)到較高的等效輸出頻率，從而減少開關(guān)損耗和諧波，使輸出波形性能得到大大的提高。