對于包含電容和電感及電阻元件的無源一端口網(wǎng)絡(luò)，其端口可能呈現(xiàn)容性、感性及電阻性，當(dāng)電路端口的電壓U和電流I，出現(xiàn)同相位，電路呈電阻性時。稱之為諧振現(xiàn)象，這樣的電路，稱之為諧振電路。 [1]諧振的實質(zhì)是電容中的電場能與電感中的磁場能相互轉(zhuǎn)換，此增彼減，完全補償。電場能和磁場能的總和時刻保持不變，電源不必與電容或電感往返轉(zhuǎn)換能量，只需供給電路中電阻所消耗的電能。在具有電阻R、電感L和電容C元件的交流電路中，電路兩端的電壓與其中電流相位一般是不同的。如果調(diào)節(jié)電路元件(L或C)的參數(shù)或電源頻率，可以使它們相位相同，整個電路呈現(xiàn)為純電阻性。電路達(dá)到這種狀態(tài)稱之為諧振。在諧振狀態(tài)下，電路的總阻抗達(dá)到極值或近似達(dá)到極值。研究諧振的目的就是要認(rèn)識這種客觀現(xiàn)象，并在科學(xué)和應(yīng)用技術(shù)上充分利用諧振的特征，同時又要預(yù)防它所產(chǎn)生的危害。按電路聯(lián)接的不同，有串聯(lián)諧振和并聯(lián)諧振兩種。

串聯(lián)諧振電路是由電感和電容串聯(lián)而成，當(dāng)電路在某一特定頻率下工作時，會展現(xiàn)出最低的阻抗特性。在諧振變換中，諧振腔與負(fù)載之間形成了一種電壓分壓的關(guān)系。通過調(diào)整輸入諧振腔的頻率，可以改變諧振腔的阻抗，進(jìn)而影響輸入電壓在諧振腔和負(fù)載之間的分配。由于是串聯(lián)分壓方式，SRC電路的直流增益始終小于1。在諧振點處，諧振腔的阻抗降至最低，使得幾乎所有的輸入電壓都落在負(fù)載上，從而實現(xiàn)最大的增益。

工作區(qū)域主要位于諧振點fr的右側(cè)。當(dāng)變換器在直流增益曲線斜率為負(fù)的區(qū)域工作時，它處于零電壓開關(guān)模式;而在斜率為正的區(qū)域工作時，則處于零電流工作模式。從工作區(qū)域可以看出，在輕載情況下，為了維持穩(wěn)定的輸出電壓，開關(guān)頻率需要升高到較高的水平，這是串聯(lián)諧振面臨的一個挑戰(zhàn)。為了解決輕載時的電壓穩(wěn)定問題，需要采用其他控制方法。

當(dāng)系統(tǒng)在Vin=300v時工作在諧振點附近時，隨著輸入電壓的進(jìn)一步提升，系統(tǒng)的工作頻率將逐漸超出諧振頻率。隨著諧振頻率的增加，諧振腔的阻抗也會相應(yīng)增大，這意味著更多的能量在諧振腔內(nèi)循環(huán)，而非傳遞到副邊輸出。

當(dāng)輸入電壓為300V時，諧振腔內(nèi)流動的能量相較于400V時明顯減少。在每個開關(guān)周期中，這些諧振能量都會在諧振腔內(nèi)循環(huán)，并最終回送到輸入端?；厮偷哪芰吭蕉?，半導(dǎo)體器件所承受的應(yīng)力也就越大，同時環(huán)路中的能量損失也會相應(yīng)增加。此外，從仿真波形中還可以觀察到，在300V輸入時，MOSFET的關(guān)斷電流顯著降低。然而，當(dāng)輸入電壓提升至400V時，關(guān)斷電流會急劇上升，接近PWM變換的最大電流，從而導(dǎo)致關(guān)斷損耗顯著增加。

面臨的主要挑戰(zhàn)包括：輕載條件下的調(diào)整率問題、高諧振能量帶來的影響，以及高輸入電壓導(dǎo)致的關(guān)斷電流增大。

對于LLC電路而言，存在兩個重要的諧振頻率。其中，一個諧振頻率fo是由諧振電感Lr與諧振電容Cr共同作用產(chǎn)生的;而另一個諧振頻率fr1，則涉及諧振電感Lr、勵磁電感Lm以及諧振電容Cr的共同影響。

總結(jié)：在開關(guān)頻率fr2 ffr1的范圍內(nèi)，且諧振網(wǎng)絡(luò)處于感性區(qū)域時，LLC變換器的原邊開關(guān)管能實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)，同時，輸出整流二極管中的電流工作在斷續(xù)模式，使得整流二極管能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開關(guān)(ZCS)，從而消除了二極管反向恢復(fù)帶來的損耗。

當(dāng)開關(guān)頻率f等于fr1時，LLC諧振變換器進(jìn)入完全諧振狀態(tài)。此時，原邊開關(guān)管依舊可以實現(xiàn)ZVS，而整流二極管則工作在臨界電流模式，同樣可以實現(xiàn)ZCS，進(jìn)一步減少了損耗。

然而，當(dāng)開關(guān)頻率f超過fr1后，雖然LLC諧振變換器的原邊開關(guān)管在各種負(fù)載條件下都能實現(xiàn)ZVS，但變壓器勵磁電感因始終被輸出電壓鉗位，導(dǎo)致只有Lr和Cr能發(fā)生串聯(lián)諧振，而Lm在整個開關(guān)過程中并不參與。此外，此時輸出整流二極管工作在電流連續(xù)模式，無法實現(xiàn)ZCS，從而產(chǎn)生了反向恢復(fù)損耗。

LLC諧振變換器，作為諧振開關(guān)技術(shù)中的關(guān)鍵拓?fù)?，憑借其高效率、出色的調(diào)壓特性以及在寬負(fù)載范圍內(nèi)的優(yōu)異工作性能，已廣泛應(yīng)用于多個領(lǐng)域，包括電源供應(yīng)、電動汽車充電、LED照明、太陽能電池板系統(tǒng)以及工業(yè)自動化等。接下來，我們將深入探討LLC諧振變換器的常見拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制策略以及其工作模態(tài)。

以全橋LLC變換器為例，其開關(guān)電路由開關(guān)器件S1~S4構(gòu)成的全橋逆變電路組成。諧振電路則包括諧振電感Lr、諧振電容Cr以及勵磁電感Lm，這些元件與變壓器原邊相連。而變壓器副邊則采用由二極管DD2構(gòu)成的全波不控整流電路，與輸出電容Cf相連后接入負(fù)載。

在調(diào)制策略上，LLC諧振變換器常采用脈沖頻率調(diào)制(PFM)、移相調(diào)制(PSM)以及脈沖寬度調(diào)制(PWM)等方式。鑒于LLC變換器的獨特諧振特性，脈沖頻率調(diào)制(PFM)往往成為首選。同時，為了進(jìn)一步優(yōu)化變換器性能，混合控制策略也逐漸受到關(guān)注。

理論上，ZVS2區(qū)域的效率要高于ZVS1區(qū)域。然而，選擇工作點時還需綜合考慮短路性能等因素，建議選擇略高于諧振點的工作點。

關(guān)于LLC初級MOSFET的關(guān)斷方式，需注意：在LLC工作于感性區(qū)域時，MOSFET可以實現(xiàn)ZVS開通，但其關(guān)斷過程并非ZVS或ZCS，而是硬關(guān)斷，這意味著關(guān)斷損耗不可避免。由于MOSFET的開通損耗通常遠(yuǎn)大于關(guān)斷損耗，因此LLC變換器主要通過減少開通損耗來提升電路效率。

要滿足ZVS的條件，除了確保LLC電路在整個負(fù)載范圍內(nèi)都處于感性區(qū)域外，還需注意一個經(jīng)常被忽視的細(xì)節(jié)：為了實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，勵磁電感的峰值電流必須在死區(qū)時間內(nèi)完成對開關(guān)管結(jié)電容的放電和充電。因此，勵磁電感峰值電流(Ipk)與死區(qū)時間(tdead)的匹配至關(guān)重要。

其中，Vin代表輸入電壓，Cj表示MOSFET的結(jié)電容，而tdead則指死區(qū)時間。此外，Ipk(勵磁電感峰值電流)與勵磁電感的關(guān)系為：

其中，Vo代表輸出電壓，T表示開關(guān)周期，而Lm則是勵磁電感。為了確保電路的正常工作，勵磁電感Lm的值必須滿足以下不等式：

由上述公式推導(dǎo)出的最大勵磁電感Lm，能夠保證開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)的條件。然而，若Lm值過小，則會增大MOSFET的開關(guān)損耗。為了在任何負(fù)載條件下都能保持零電壓開關(guān)狀態(tài)，可以采用被動負(fù)載Lm的設(shè)計方式。