0 引言
    隨著寬帶無線通信技術(shù)的不斷發(fā)展和市場的不斷擴(kuò)大，802．11a標(biāo)準(zhǔn)的5 GHz無線射頻頻段以其數(shù)據(jù)傳輸速率快、信號(hào)質(zhì)量好、干擾小等優(yōu)點(diǎn)得到了越來越廣泛的推廣；隨著CMOS工藝的進(jìn)步．使其生產(chǎn)出的高集成度、低價(jià)、低功耗射頻芯片比砷化鎵工藝或雙極性硅工藝的芯片具有明顯的性價(jià)比優(yōu)勢，而壓控振蕩器(VCO)是射頻通信系統(tǒng)中非常重要的組成元件之一。它主要應(yīng)用于鎖相環(huán)路和頻率合成器中來實(shí)現(xiàn)精確的參考頻率，對通信系統(tǒng)的性能至關(guān)重要。本文用先進(jìn)的0．18μm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一個(gè)工作在802．11a標(biāo)準(zhǔn)的振蕩器。

l 振蕩器原理
    振蕩器是把直流電流轉(zhuǎn)換為周期變化的電壓信號(hào)的電路，主要分為環(huán)形振蕩器和電感電容振蕩器。環(huán)形振蕩器有較大的協(xié)調(diào)范圍，易于集成而且占用面積小，但是環(huán)形振蕩器的工作頻率較低，且相位噪聲差，影響了它在射頻領(lǐng)域的應(yīng)用。因?yàn)楸疚乃O(shè)計(jì)的振蕩器頻率要達(dá)到802．11a標(biāo)準(zhǔn)的5 GHz頻段，已經(jīng)達(dá)到射頻級(jí)別，所以本文采用電感電容振蕩器。
1．1 LC振蕩器基本原理
    最基本的LC振蕩器由三部分組成，電感變?nèi)莨堋㈦姼泻脱a(bǔ)償無源器件損耗的負(fù)阻，結(jié)構(gòu)如圖1所示。

如果忽略振蕩電路的晶體管寄生電容對振蕩頻率的影響，那么LC振蕩器的頻率表達(dá)式為：

 根據(jù)公式(1)，改變LC就可以改變振蕩器的頻率。
1．2 平面螺旋電感
    由(1)式可以看出，在射頻電路里，電感是最重要的參數(shù)。選用高Q值電感可以降低損耗，使振蕩器在較小的跨導(dǎo)也可起振，這樣就降低了起振的門檻。另外高Q值電感可以降低振蕩器的相位噪聲。在CMOS工藝中有兩種電感可以選擇，一種是鍵合線電感，另外一種是平面螺旋電感。由于圖形對稱良好的電感可以減少寄生電阻和寄生電容，減小電感消耗的能量，可以提供高Q值，因此本設(shè)計(jì)采用的是平面螺旋電感。
1．3 變?nèi)荻O管的選取
    CMOS工藝中可以制作兩類類型的變?nèi)莨埽鹤內(nèi)荻O管(JV)和MOS變?nèi)荻O管。下面分別介紹之。
1．3．1 變?nèi)荻O管(JV)
    變?nèi)荻O管等效電路如圖2所示。

其中Rc代表二極管的串聯(lián)電阻，它主要是由于N阱材料的電阻率很高而形成的。另外N阱與襯底呈現(xiàn)相當(dāng)大的電容，用Cn表示。在實(shí)際制作過程中可以用N+阱環(huán)繞P+阱，那樣會(huì)使流經(jīng)電容的電流有四個(gè)方向而得到較低的串聯(lián)電阻值。反偏二極管的電容和電壓的關(guān)系可用下式表示：

 C0是外加電壓為零時(shí)二極管的電容值，φ是結(jié)兩邊半導(dǎo)體的接觸電勢差，VR為控制電壓。m是二極管電容的非線性系數(shù)，它和結(jié)兩邊的摻雜濃度的分布有關(guān)系，一般m的值在O．03～O．04之間。
1．3．2 MOS變?nèi)莨?br />    MOS變?nèi)莨苁前哑胀ǖ腗OS晶體管的源極(S)，漏極(D)以及襯底(B)連接起來，即B=D=S，使它變成一個(gè)兩端器件，就可以把它看成電容。電容的大小受柵極電壓(G)和襯底電壓控制。
    由式(2)就可以推導(dǎo)出MOS電容為：

由式(3)可以看出MOS電容和氧化層與硅之間的電容Cax，硅感應(yīng)電荷產(chǎn)生的電容CS有關(guān)。
1．3．3 可變電容的性能參數(shù)
    可變電容的參數(shù)對LC壓控振蕩器性能影響顯著，譬如可變電容比、品質(zhì)因數(shù)Q和截止頻率fT都是很關(guān)鍵的參數(shù)。可變電容在外加電壓的調(diào)節(jié)下電容發(fā)生變化，設(shè)Cmax，Cmin為它變化的最大最小電容。可變電容μ=Cmax/Cmin，由此可以看出可變電容比越大，振蕩器可以調(diào)節(jié)的頻率范圍也就越大。有時(shí)候可用電容調(diào)制系數(shù)γ來表示變?nèi)莨艿南鄬ψ兓浚?br />

γ越大，可實(shí)現(xiàn)的頻率調(diào)節(jié)范圍就越寬。電容的品質(zhì)因數(shù)表示了電容在一個(gè)振蕩周期存儲(chǔ)的能量和消耗的能量的比值，可以用式Q=l／2πfCR3表示。f是它的工作頻率，R3是它的串聯(lián)電阻。一般情況下Q和工作的頻率有關(guān)，所以在說變?nèi)莨艿腝值時(shí)，必須指明它工作的頻率。
    通常定義使Q等于1的頻率為變?nèi)莨艿慕刂诡l率，此時(shí)f=1／2πCR3截止頻率決定了變?nèi)莨艿墓ぷ魃舷?，一般它的工作頻率要遠(yuǎn)小于截止頻率fT。
    在本論文所選用的O．18μm CMOS工藝中，可變電容有兩種，因?yàn)樽內(nèi)荻O管存在著導(dǎo)通電壓的問題，所以我選用了變?nèi)軲OS管。MOS變?nèi)莨芊譃镻MOS和NMOS，因?yàn)楹蚇MOS管相比PMOS變?nèi)莨芫哂幸r底噪聲小，品質(zhì)因數(shù)大，閃爍噪聲小的優(yōu)勢，所以，本振蕩器選擇的是PMOS可變電容。在這里本文根據(jù)各方面綜合因素考慮最終選取電容為指數(shù)為12，長為10μm，寬為0．5μm的電容，最小電容值O．25 pF，最大電容值O．6 pF，可調(diào)范圍為O．35 pF。

2 相位噪聲
    相位噪聲振蕩器的輸出信號(hào)，理想情況下應(yīng)當(dāng)是一個(gè)頻譜純凈的正弦波，但是由于電子電路中的各種噪聲以及溫度、電源電壓等變化都會(huì)對振蕩器的輸出信號(hào)產(chǎn)生影響，使輸出信號(hào)的振幅、相位和頻率發(fā)生改變，振蕩器的輸出信號(hào)就會(huì)發(fā)生畸變，會(huì)在中心頻率附近的兩個(gè)帶狀頻率分布，這些不希望出現(xiàn)的能量分布，就是相位噪聲。
    相位噪聲主要受三方面的影響：(1)LC諧振腔內(nèi)的串聯(lián)寄生電阻；(2)振蕩器的差分對；(3)尾電流源。當(dāng)使用線性時(shí)變模型來估算VCO的相位噪聲的時(shí)候，就需要知道這三個(gè)噪聲貢獻(xiàn)的功率譜密度，通過經(jīng)典的Leeson的相位噪聲模型我們可以方便的計(jì)算出相位噪聲。因此，這樣分析就給出了明確優(yōu)化電路的方向，所以需要做的是根據(jù)相位噪聲的模型，來調(diào)整具體電路的參數(shù)，以達(dá)到一個(gè)相位噪聲和功耗之間的最優(yōu)值。
    Leeson的經(jīng)驗(yàn)相位噪聲公式經(jīng)過改進(jìn)，可以寫成(5)式。該式清楚說明了產(chǎn)生相位噪聲的主要原因，對于改善VCO的性能具有重要指導(dǎo)意義。

式中，l(△w)為相位噪聲(dBc／Hz)，F(xiàn)為有源器件的噪聲系數(shù)，K為玻爾茲曼常數(shù)，T為熱力學(xué)絕對溫度(K)，Pavs為振蕩器平均輸出功率(W)，w0為載波中心頻率(rad)，△w為載波附近的頻率位移小量(rad)，Q為振蕩電路的等效品質(zhì)因數(shù)，△wl／f3為有源器件的閃爍噪聲拐角頻率(rad)。
    由上面修改后的Leeson公式并結(jié)合CMOS工藝的特點(diǎn)，要使VCO性能優(yōu)良就必須減少VCO的相位噪聲，本文采用以下幾種方法進(jìn)行：
    (1)選用Q值高的電感。由于受片上電感寄生參數(shù)的影響，電感值不能過大，否則電感與寄生的電容發(fā)生諧振，若頻率低于VCO的振蕩頻率，則VCO不能工作。
    (2)增大VCO的輸出功率。但是，要在直流功耗與輸出功率之間折中考慮，同時(shí)，注意有源器件擊穿電壓的限制。晶體管尺寸的選擇直接影響VCO的直流功耗與輸出功率。本設(shè)計(jì)以Cadence Spectre環(huán)境下的仿真為依據(jù)，對晶體管尺寸與叉指數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，得到滿足性能要求的晶體管。
    (3)選用噪聲小的有源器件。隨著集成電路制造工藝的不斷進(jìn)步，元件與襯底間的寄生電容電阻越來越小，選用新工藝也是提高電路性能的有效手段。

3 振蕩器的設(shè)計(jì)
    綜合上述因素，在各方面進(jìn)行折中之后，本文采用PMOS—NMOS交叉LC振蕩器結(jié)構(gòu)，如圖3所示。

PMl、PM2、NM1、NM2為振蕩器提供負(fù)租，NM5、NM6提供輸出緩沖，本次設(shè)計(jì)使用的是Cadence公司的Speetre軟件，所采用的工藝為O．18μm的CMOS工藝。所用的庫內(nèi)包含兩種類型的模型庫，一種為混合模型庫，另外一種為RF模型庫?；旌夏Ｐ蛶靸?nèi)的晶體管在相同尺寸下面積較小，適用于數(shù)模混合電路的設(shè)計(jì)。RF庫提供的晶體管采用深阱技術(shù)，截止頻率可達(dá)到40 GHz以上，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過本文的范圍，并且提供的RF管具有保護(hù)環(huán)，增加了器件之間的隔離度，減少了噪聲，比較適合射頻電路的設(shè)計(jì)。因?yàn)楸疚乃O(shè)計(jì)的振蕩器要達(dá)到射頻頻段，所以設(shè)計(jì)采用的是RF庫。本次設(shè)計(jì)的電路工作頻率在5．25 GHz左右，所用的器件全部選自RF模型庫，沒有使用理想元件。因?yàn)樗衅骷紒碓从赗F模型庫，使得器件的眾多寄生效應(yīng)都得到考慮，所以仿真出的結(jié)果更接近于實(shí)際的情況。
    主要參數(shù)設(shè)置：電感采用庫內(nèi)的高品質(zhì)八角形對稱電感，電感值L1為3．2 nH，指數(shù)為12；電容采用的是PMOS變?nèi)荻O管，最小電容為O．25 PF，最大電容為O．6 PF，變化范圍為O．35 PF；通過tran、pss、pnoise仿真得出主要性能指標(biāo)，如圖4、5、6所示，所設(shè)計(jì)振蕩器在控制電壓O～1．8V下振蕩頻率為4．0l GHz～5．46 GHz，有良好的頻譜純度，變化范圍為31％，覆蓋了所要求的802．11a的兩個(gè)頻段5．15 GHz～5．35 GHz，輸出振幅峰一峰值830 mV，相噪聲為l MHz頻率偏移下為一121dBc／Hz。本文設(shè)計(jì)的振蕩器已經(jīng)達(dá)到802．11a標(biāo)準(zhǔn)要求。

4 結(jié)論
    本文介紹了一種使用O．18μm CMOS工藝，在Cadence Spectre軟件下實(shí)現(xiàn)可應(yīng)用于WLAN 802．11a標(biāo)準(zhǔn)的5．15 GHz～5．35 GHz頻段的LC壓控振蕩器的設(shè)計(jì)。全部采用片上元件來實(shí)現(xiàn)，其核心電路采用差分形式交叉耦合電路結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，獲得了較低的相位噪聲，較高的輸出電壓擺幅。采用片上集成電感和PMOS變?nèi)荻O管，整個(gè)電路實(shí)現(xiàn)了低功耗和較好的相位噪聲。