測試頻率范圍1 MHz～30 MHz；

能夠靈活地在該頻段上步進掃描；

    具有方便的人機交互界面，可以通過鍵盤輸入各種預設值，通過液晶顯示屏隨時查看系統(tǒng)的工作狀態(tài)等。

    本設計采用超外差接收方式?？臻g信號通過天線接收后，首先經過濾波和前置放大，與本地振蕩信號混頻后得到中頻信號。再對中頻信號進行選頻、放大、檢波，得到直流電壓即信號的強度。經A／D轉換送入CPU處理。

    在本設計中，混頻電路是設計的關鍵。它包括信號的前置處理、本振信號的產生、混頻和中頻濾波等。傳統(tǒng)的掃頻信號產生電路大多使用壓控振蕩器，通過改變變容二極管的電壓改變本振頻率，但是使用分立元件，振蕩頻率難以精確控制，特別是掃頻寬度難以達到設計要求。因此，本設計采用DDS(直接數字頻率合成)技術，使用ADI公司的AD9850與MCU配合，可得到精確控制的掃頻振蕩源。采用Philips公司的SA605構成本設計方案中的混頻電路。

2 AD9850和SA605簡介

2.1 DDS頻率合成器AD9850

    AD9850用于產生頻率精確可控的本地振蕩源信號。AD9850采用先進的CMOS工藝，內含可編程DDS系統(tǒng)和高速比較器，能實現全數字編程控制的頻率合成?？删幊藾DS系統(tǒng)的核心是相位累加器，它由一個加法器和一個N位相位寄存器組成，N為32。每產生一個外部參考時鐘，相位寄存器以步長M遞加。相位寄存器的輸出與相位控制字相加后可輸入到正弦查詢表地址上。正弦查詢表包含一個正弦波周期的數字幅度信息，每一個地址對應正弦波中0°-360°范圍的一個相位點。查詢表把輸入地址的相位信息映射為正弦波幅度信號，然后驅動DAC輸出模擬量。頻率控制字由下式計算：

    由于AD9850采用125 MHz有源晶體振蕩器，當DAC輸出頻率達到40 MHz時．SFDR>50 dB。因此完全可滿足本地振蕩頻率范圍的要求。

2.2 FMIF通信器件SA605

    SA605是一款高性能低功耗混頻器和FM IF器件。它內部集成有混頻器／振蕩器、限幅中頻放大器、積分檢波器、靜噪、對數。RSSI(接收信號強度指示)和電壓較準器。

    其主要參數：低功率，工作電壓6 V時典型電流為5.7 mA；在45 MHz時混頻轉換功率增益可達13 dB；在45 MHz時混頻器噪聲特性為4.6 dB；中頻放大／限幅增益為102 dB；25 MHz的限幅器小信號帶寬；具有額外90 dB動態(tài)范圍的溫度補償接收信號強度指示器(RSSI)；靜噪和未靜噪的2個音頻輸出；僅需極少的外圍器件，適用于晶體／陶瓷／LC各種濾波器；具有極高的靈敏度等?；谝陨咸匦裕琒A605適用于設計高性能通信接收機、RF信號強度測量、頻譜分析儀等。

    本解決方案中SA605用于將天線接收的RF信號與DDS產生的本地振蕩信號混頻。得到465 kHz的差頻信號，該信號經帶通濾波器篩選出中頻信號并放大。SA605混頻器包括三個部分：RF信號輸入、本地振蕩LO輸入和中頻輸出?；祛l器對RF信號和LO信號進行和／差運算，獲得一個中頻輸出。頻率混合是通過一個吉爾伯特單元(GilbertCell)四項限乘法器實現的。吉爾伯特單元是一個微分放大器，可驅動一個平衡切換單元。SA605給本地振蕩器配備了一個NPN晶體管，為了達到本地振蕩頻率，只需要增加一些外部元件，例如電容、電感或電阻。振蕩器的晶體管基極和發(fā)射極(引腳4和3)可以用于配置為Colpitts、Butler或變抗器控制的LC形式。

3 實際設計方案

    在空間信號測試儀的設計中，SA605與AD9850組成了空間RF信號接收器。

    混頻部分主要電路連接圖如圖1所示。

3.1 SA605的RF輸入配置

    RF輸入引腳接由天線接收過來的空間RF信號，經前級濾波，信號頻率為30 MHz以下。SA605可配置為平衡(即單端匹配)和非平衡兩種匹配網絡，兩種方式各有優(yōu)劣，單端匹配用簡單電路即可實現，并且不會犧牲三階性能，但卻會增大二階乘積。平衡匹配可減小二階乘積，但是電路設計復雜，阻抗難以匹配。好的網絡匹配可以顯著提高接收靈敏度，本設計中采用單端匹配，查手冊可知，SA605的RF輸入阻抗在10 MHz～50 MHz頻率下為4.5 kΩ～5 kΩ‖2.5 pF，因此前級高放電路需要匹配到該輸入阻抗，才能保證良好的接收效果。

    如圖2所示，本設計采用單端匹配，匹配于20MHz，采用一個電容抽頭電路，將50Ω的輸入匹配到SA605的RF輸入。該電路中C1、C2、L的數值按如下方法計算。

在10 MHz～30 MHz頻率范圍內，2.5 pF的電容基本可以忽略不計。

3.2 SA605的本振配置

    由于SA605的LO部分內部配置了一個NPN晶體管，因此輸入既可配置為Colpitts、Butler或變抗器控制的LC形式，也可以外加振蕩源。在本設計中，AD9850的第21引腳DAC輸出通過MCU控制產生的1 MHz～39 MHz掃頻信號作為SA605的LO輸入。AD9850的DAC輸出阻抗約為120 kΩ‖8pF，而SA605的LO輸入阻抗約為10 kΩ?？稍贒AC輸出引腳并聯10 kΩ左右電阻與之匹配。

    SA605的LO輸入電平與供電電平以及環(huán)境溫度的關系可查數據手冊得知，在25℃、供電電壓為8V環(huán)境下，振蕩器電平不應超過550 mVRMS。在該環(huán)境下，實測AD9850的輸出得到如圖3所示的輸出強度曲線。

    由圖3可知，DDS輸出掃頻信號的幅度隨著頻率的增加而有減小的趨勢，這是DDS固有的缺陷，SA605的本振輸入振蕩電平會影響混頻器的轉化效率，當本振電平降為114 mV時，混頻器效率則降為74.4％，而不同頻率對應不同的混頻轉換效率，將會影響到中頻輸出的信號幅度，影響對RF信號強度的測量。為解決這一問題，本方案將DDS輸出先經過AD603進行適當的衰減，衰減的幅度由D／A輸出的一個直流電壓來控制。

    AD603是ADI公司生產的一款低噪聲，帶寬可達90 MHz的可變增益放大器。當使用5 V電壓時，將引腳5(FDBK)與輸出引腳7(VOUT)]直接相連。通過調整其引腳1(GPOS)和引腳2(GNEG)的電壓之差VG，即可控制放大增益，增益由以下公式決定：

Gain(dB)=40×VG+10

    設計電路使得引腳GPOS的電壓穩(wěn)定于某一固定值，而引腳GNEG則接至控制電壓，通過調整VG來改變增益，引腳GNEG的電壓則由D／A轉換得到一個直流信號進行控制，隨著頻率的增加，信號幅度減小，相應得到的直流信號也減小，則VG增大，增益Gain也增大。選取適當的頻率點，調整使得VG介于-300 mV和-25 mV之間，使得小于該頻率點的信號被衰減，大于此頻率點的信號得到放大，由于僅做細微調整，放大、衰減的分貝數不超過2 dB。

    AD603輸出的均勻DDS信號通過一個0.1 μF的耦合電容接至SA605的本振輸入引腳。

    當SA605使用8 V電壓時，DDS輸出10 MHz、RF信號，使用了HP 8116型50 MHz信號發(fā)生器經過高放濾波產生9.55MHz的信號代替空間RF信號時。使用TektronixTDS2022型200 MHz示波器，實測波形如圖4。

    由圖4可以得知，產生的465 kHz中頻信號仍混有高次諧波，因此，該中頻信號需要經過后級中頻放大、濾波電路。由于混頻器的輸出阻抗為1.5kΩ，因此，不必考慮輸出與中頻濾波器的匹配。

4 結束語

    通過實際測量，證明由DDS作為振蕩源，與SA605構成混頻器的設計能夠實現預期的功能與指標，因此，可以作為一種新的設計方法應用于通信接收機中。