l 引 言
    在近十余年中，數(shù)字電視地面廣播(DTTB)已達(dá)到了實(shí)際應(yīng)用階段。目前已被國際電信聯(lián)盟(ITU)承認(rèn)的DTTB傳輸標(biāo)準(zhǔn)有3個(gè)，即：美國先進(jìn)電視系統(tǒng)委員會(huì)提出的格型編碼8電平殘余邊帶調(diào)制(8VSB)系統(tǒng)(簡稱ATSC)，歐洲開發(fā)的基于編碼正交頻分復(fù)用(COFDM)技術(shù)的數(shù)字視頻地面廣播標(biāo)準(zhǔn)(DVB—T)和日本采用的分段正交頻分復(fù)用的地面綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播標(biāo)準(zhǔn)(ISDB—T)?，F(xiàn)階段對(duì)這3個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的比較和測試見諸多文獻(xiàn)，一般來說，這3個(gè)標(biāo)準(zhǔn)各有特點(diǎn)。ATSC系統(tǒng)為傳統(tǒng)的單載波(SC)系統(tǒng)，它使用復(fù)雜的信道均衡器來進(jìn)行信道估計(jì)，消除多徑干擾。該算法的對(duì)均衡器要求比較高，均衡器設(shè)計(jì)的復(fù)雜度很高。歐洲D(zhuǎn)VB—T多載波系統(tǒng)是在OFDM頻譜中插入導(dǎo)頻信號(hào)的，它規(guī)定了分散導(dǎo)(Scattered Pilot)頻和連續(xù)(Continu—ous Pilot)導(dǎo)頻。連續(xù)導(dǎo)頻在每個(gè)COFDM符號(hào)中的位置都是固定的，散布導(dǎo)頻的位置在不同的COFDM符號(hào)中有所不同。然而該方案在使用了大量導(dǎo)頻來完成估計(jì)和均衡，使得系統(tǒng)有效數(shù)據(jù)的傳輸率較低。ISDB—T是日本無線電工商業(yè)協(xié)會(huì)開發(fā)的，系統(tǒng)采用的調(diào)制方法稱為頻帶分段傳輸(BST)OFDM，由一組共同的成為BST段的基本頻率塊組成，屬于單載波傳輸。
    在上述背景下，我國制定了中國地面?zhèn)鬏敂?shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)(簡稱DTMB)。歐洲的DVB—T與和日本的ISDB一T標(biāo)準(zhǔn)都是采用具有循環(huán)前綴保護(hù)間隔的編碼正交頻分復(fù)用，即COFDM調(diào)制。而DTTB標(biāo)準(zhǔn)采用了PN序列作為循環(huán)間隔，時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS一OFDM)進(jìn)行調(diào)制。
    然而，要想完全實(shí)現(xiàn)OFDM技術(shù)所帶來的性能的提高，還需要進(jìn)行關(guān)鍵技術(shù)的實(shí)現(xiàn)，而信道估計(jì)就是其中之一。本文針對(duì)清華所提出的DMB—T系統(tǒng)中信道估計(jì)部分進(jìn)行了研究，對(duì)迭代算法進(jìn)行了優(yōu)化，使得估計(jì)得到的信道沖激響應(yīng)更加精準(zhǔn)，從而提高系統(tǒng)的性能。

2 TDS—OFDM信道估計(jì)算法
2．1 TDS—OFDM的系統(tǒng)模型
    TDS—OFDM是現(xiàn)在清華提出的DMB—T傳輸系統(tǒng)的核心調(diào)制技術(shù)，它是時(shí)域同步的正交頻分復(fù)用技術(shù)，或者稱為以PN序列為保護(hù)間隔的正交頻分復(fù)用調(diào)制。系統(tǒng)的離散系統(tǒng)模型如圖l所示。

信號(hào)通過串并變換，經(jīng)過IFFT調(diào)制，然后再并串變換，加入PN序列，形成信號(hào)幀。一個(gè)信號(hào)幀由幀同步和幀體兩部分組成，考慮到信道的時(shí)間選擇性(多普勒分布約為100 Hz)，每個(gè)信號(hào)幀的長度定義為<600 μs。一個(gè)信號(hào)幀可以作為一個(gè)正交頻分復(fù)用(OFDM)塊。對(duì)于TDS一OFDM來說，幀同步序列(即PN序列)作為OFDM的保護(hù)間隔，而幀體作為IFFT塊，以DMB—T傳輸系統(tǒng)為例，信號(hào)幀的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

信號(hào)幀中的幀同步由前同步、8階PN序列和后同步三部分組成。PN序列定義為255個(gè)符號(hào)，前同步和后同步定義為PN序列的循環(huán)擴(kuò)展，如圖3所示。

8階PN序列定義為本原多項(xiàng)式x8+x6+x5+x+1的m序列，其初始條件將確定所生成的m序列的相位，而初始條件是由每一個(gè)幀的幀號(hào)所決定的。信號(hào)幀群中的每個(gè)信號(hào)幀分配有惟一的幀同步信號(hào)，以此作為信號(hào)幀的識(shí)別特征。也就是說，在接收端，我們只要確定m序列的相位，就可以確定幀號(hào)，從而可以達(dá)到同步的目的。
2．2 PN序列自相關(guān)實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)
    在DMB—T系統(tǒng)中，采用TDS一OFDM(時(shí)域同步正交頻分復(fù)用)調(diào)制技術(shù)，沒有插入OFDM導(dǎo)頻信號(hào)，而是在OFDM的保護(hù)間隔中插入時(shí)域PN信號(hào)作為同步頭。不考慮數(shù)據(jù)對(duì)同步頭的干擾，接收到的同步頭可以表示為：

式中c(k)為選用的PN序列，它具有良好的相關(guān)特性，其歸一化相關(guān)函數(shù)可表示為：

通過時(shí)域的相關(guān)，即r(k)和本地的c(k)相關(guān)，可以得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì)h(n)。得到的粗估計(jì)h(n)中的小電平值被丟棄，因?yàn)榇嬖诎自肼暫投鄰綍r(shí)，這些小電平已經(jīng)不用考慮了。
    相關(guān)使用的PN序列有K=255個(gè)符號(hào)，所以提出的信道估計(jì)算法能給出的信道估計(jì)長度為K，即要求L≤K。我們所得到的粗估計(jì)h(n)時(shí)由信道的第一條路徑來定位的，實(shí)際中一般以主徑來定位，而主徑前的旁徑造成相對(duì)于主徑的信號(hào)的向前擴(kuò)散，主徑后的旁徑造成相對(duì)予主徑的信號(hào)的向后擴(kuò)散。前同步緩沖和后同步緩沖定義為PN序列的循環(huán)擴(kuò)展，它們作為PN序列的保護(hù)段，只要信道的前徑長度和后徑長度分別小于前同步長度和后同步長度，就可以得到比較準(zhǔn)確的時(shí)域沖激響應(yīng)。
    根據(jù)得到的粗估計(jì)h(n)，可以構(gòu)造PN序列經(jīng)過信道沖激響應(yīng)后得到的信號(hào)y(k)，通過接收的信號(hào)r(k)減去y(k)，可以得到數(shù)據(jù)部分通過信道后的響應(yīng)信號(hào)x(k)。對(duì)x(k)進(jìn)行時(shí)域的判決反饋處理，均衡后得到z(k)，這里的z(k)是凈化后的x(k)。由于需要得到純凈的y(k)通過y(k)和本地PN序列的頻域相除得到信道的沖激響應(yīng))，所以再分段從r(k)中減去上一幀數(shù)據(jù)部分對(duì)本幀幀頭的影響x_pre(k)以及本幀數(shù)據(jù)部分對(duì)本幀幀頭的影響z(k)，重建了幀頭y(k)，然后根據(jù)頻域上的除法，就可以得到比較精確的信道估計(jì)：

其中的iter=j+1，表示經(jīng)過幾次迭代之后所得到的最終的信道估計(jì)。接收端去除PN序列之后的幀體經(jīng)過FFT操作之后，得到頻域輸出Y(n，k)，然后使用所得到的信道頻率響應(yīng)估計(jì)h(n，k)(這里的n指的是第n幀)對(duì)本幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)進(jìn)行信道均衡，即z(n，k)=y(n， k)／H(n，k)。整個(gè)信道估計(jì)的過程如圖4所示。

4次迭代以后得到的信道估計(jì)和理想信道估計(jì)比較的結(jié)果圖如圖7所示，可以看到，迭代以后得到的估計(jì)相對(duì)1次迭代估計(jì)已經(jīng)非常接近理想信道，做均方差比較可以得到，迭代4次以后的ehannle_MSE_iter為3．350 6e一006，已經(jīng)達(dá)到了10-6級(jí)。
    8次迭代以后得到的信道估計(jì)和理想信道估計(jì)比較的結(jié)果圖如圖8所示，可以看到，迭代以后得到的估計(jì)幾乎和理想信道時(shí)重合的，做均方差比較可以得到，迭代8次以后的channle_MSE_iter為1．328 6e一008，已經(jīng)達(dá)到了10一8級(jí)。
    下面比較粗估計(jì)得到的數(shù)據(jù)點(diǎn)星座圖和8次迭代均衡以后得到的星座圖，可以看到迭代之后得到的信道估計(jì)星座映射效果相對(duì)比較好。根據(jù)粗估計(jì)得到的星座圖如圖9所示，8次迭代之后得到的星座圖如圖10所示。

通過圖9和圖10可以看出，迭代8次以后得到的信道沖激應(yīng)用于均衡，均衡效果明顯優(yōu)于粗估計(jì)的均衡效果。

4 綜合分析
    表1為8次迭代估計(jì)過程中信道估計(jì)的均方差(MSE)和均衡之后的誤比特率(BER)的比較：Iter_num=8。

在迭代8次的條件下，BER隨迭代次數(shù)變化示意圖如圖ll所示。在迭代8次的條件下，Channel_MSE隨迭代次數(shù)變化示意圖如圖12所示。

從圖11和圖12中可以看出，經(jīng)過TDS一OFDM的信道估計(jì)方法，經(jīng)過8次迭代，信道估計(jì)的精度已經(jīng)很高了，均衡之后的誤碼率也相對(duì)較小。幾次迭代之后的信道估計(jì)與理想信道的比較說明了迭代算法的效果是很明顯的，同時(shí)均衡后的誤比特率在一定的條件下，也隨迭代次數(shù)的增加下降的比較塊。軟件的仿真結(jié)果表明了信道估計(jì)算法的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)確性。

5 結(jié) 語
    針對(duì)清華所提出的DMB—T系統(tǒng)中信道估計(jì)部分進(jìn)行了以上分析和研究，對(duì)迭代算法進(jìn)行優(yōu)化，結(jié)果表明，優(yōu)化后的信道估計(jì)方法在保證了良好信道估計(jì)性能和系統(tǒng)誤碼的同時(shí)具有較低的復(fù)雜度，并且得到的信道沖激響應(yīng)更加精準(zhǔn)，MSE更小，系統(tǒng)性能更好，是一種非常具有實(shí)用意義的信道估計(jì)算法。