摘 要：對于采用分組二進制卷積編碼(PBCC)傳輸方式的無線局域網(WLAN)系統，其接收機通常由預濾波器及均衡器兩部分組成。預濾波器通常采用白化匹配濾波器(WMF)，以使整個系統滿足最小相位條件；均衡器普遍采用減狀態(tài)均衡算法，以取得算法復雜性與MLSE算法性能之間的折衷。為了降低預濾波環(huán)節(jié)的計算復雜度，提出一種簡單的采用迫零準則設計預濾波器的方法。仿真結果表明，該方法可以大大降低接收機的復雜度，且接收性能與原有設計方法基本相當。
關鍵詞：分組二進制卷積編碼；預濾波器；減狀態(tài)均衡；迫零準則

0 引 言
    對于采用PBCC調制方式的高速無線局域網系統而言，信號經過多徑信道傳輸后，接收信號中包含碼間干擾及噪聲的影響。因此在接收端必須采用均衡算法，以得到發(fā)送信息的可靠估計。眾所周知，最佳的均衡算法為極大似然序列檢測(MLSE)算法。然而，當信道存在較大的時延擴展或采用非二元的信號形式時，MLSE算法的復雜性很高。因此，在實際系統中需要采用次最佳的均衡算法，如：判決反饋均衡、減狀態(tài)序列估計、M算法等。所有這些算法且基本思想均在于降低系統網格的復雜性，并在網格已確定的情況下減少幸存路徑的數目。對于這類次最佳且基于網格搜索的均衡器而言，通常認為需要整個系統的離散沖激響應滿足最小相位條件，方能獲得理想的性能。因此，一般需要在均衡器之前引入一個離散時間預濾波器，將信道沖激響應轉化為相應的最小相位形式。相應地，接收機設計為由預濾波器和均衡器兩部分組成，預濾波器也可視作信道前徑均衡器。對預濾波器的設計通常采用白化匹配濾波器，但白化匹配濾波器系數的求取較為復雜，并且經過白化匹配濾波器后的信號包含多路后徑的影響，從而增加了后續(xù)均衡器的復雜性。為了簡化接收機的設計，提出了一種采用迫零準則設計預濾波器的方法，并結合M算法完成后續(xù)的減狀態(tài)均衡處理。采用該方法可以有效地降低接收機的復雜度，并保持接收性能與原有設計方法基本相當。

1 接收機框圖
    本文采用的接收機框圖如圖1所示。首先，接收到的基帶數據經A／D變換后得到數字采樣信號；然后，利用接收到的前導碼信號進行信道沖激響應估計，并利用該信道估計結果完成預濾波及均衡參數計算；最后，對采樣信號進行預濾波及減狀態(tài)均衡處理以得到相應的輸出數據。圖1中的預濾波器為采用迫零準則設計的FIR濾波器，具體的預濾波器系數求取方法見第2部分。圖1中的減狀態(tài)均衡采用M算法，具體實現見第3部分。

2 預濾波器系數求取
    采用IEEE 802．11標準中推薦的指數衰減信道模型作為本文中的信道模型。研究表明，室內無線信道中信道后徑數目較多為主要成分，信道前徑通常很短，數目較少。本文采用的信道沖激響應{hj}{i=O，1，2，…，10)共包含11條路徑，其中包含2路前徑，1路主徑及8路后徑。在單個數據包發(fā)送時間內信道不會發(fā)生劇烈變化，因此可以使用每個數據幀的前導碼部分包含的巴克碼進行信道沖激響應估計。在得到信道沖激響應估計值{hj}之后，采用迫零準則計算預濾波器即前饋濾波器(Feed Forward Filter)的系數{fffk}{K=0，1，2}。具體算法如式(1)：

   
    將信道沖激響應估計值{hj}與前饋濾波器系數{fffk}進行卷積，可得到等效沖激響應{gi}{i=0，1，2，…，12)。等效沖激響應前四個值均近似為零，因此均衡器只需考慮后9條路徑，包括1條主徑和8條后徑的影響。將等效沖激響應{gi}截斷為{fi}(i=0，1，2，…，8)。

3 均衡算法
3．1 極大似然序列估計
    對于經預濾波處理后的輸出序列{vk}，極大似然序列估計的目的是選擇一個輸入碼元序列的估計{Ik)，使得似然函數最大化。因為度量：

   
的取值與似然函數成反比，使得度量Mk最小化的序列{Ik}即為極大似然序列估計問題的解。
    序列{Ik}的路徑度量可以迭代運算，即：

   
3．2 均衡算法細節(jié)
    為了降低系統網格的復雜性，僅考慮由二進制卷積編碼所產生的網格狀態(tài)，而不考慮由信道多徑所產生的網格狀態(tài)。對每一條幸存路徑，計算由信道所引起的碼間干擾，并予以剔除。度量更新公式可表示為：

   
式中：反饋信息{Ik-1，Ik-2，…，Ik-L}從幸存路徑中提取。
    為了進一步降低運算量，只保留網格中的部分路徑。顯而易見，最佳策略只保留那些與接收序列具有最小距離的路徑。M算法共選擇M個具有最小距離的路徑。
    M算法的具體步驟如下：
    (1)從根節(jié)點出發(fā)，對于每個階段l=1，2，…，LD(LD為判決深度)，重復步驟(2)～(5)。
    (2)從第l-1階段到第l階段延伸所有路徑。
    (3)保留與接收路徑最為接近的M條路徑，刪除
其他路徑。
    (4)如果沒有路徑保留，聲明算法失敗并停止。
    (5)循環(huán)停止的準則是如果所有路徑均位于同一子集，執(zhí)行步驟(6)，否則重復循環(huán)(初始分支加上其前向路徑構成樹圖的一個子集)。
    (6)將存儲路徑中具有最小距離路徑的第一個分支作為輸出。
    (7)刪除所有存儲路徑，并將輸出路徑的端節(jié)點作為新的根節(jié)點。

4 數值結果
    PBCC調制的框圖如圖2所示。

    對于5．5 Mb／s和11 Mb／s的傳輸速率，碼率為1／2的二進制卷積編碼的生成矩陣為：

   
    然而對于22 Mb／s的傳輸速率，碼率為2／3二進制卷積編碼的生成矩陣為：

   
    使用掩碼使發(fā)送比特隨機化。從二進制卷積編碼的輸出到PSK星座點的映射由掩碼決定。
    采用迫零準則設計預濾波器(表中用ZF-FFF表示)，并選擇M算法進行后續(xù)的均衡。現以22 Mb／s的傳輸速率及前導碼為短碼的情況為例進行仿真，假定晶振偏差為-20 ppm。
    表1～表3給出在不同傳輸信道條件下，經過8次運算所得的平均誤比特率。每次發(fā)送比特數為1 000 b。為便于比較，表中同時列出采用WMF作為預濾波器時的仿真結果。

    由表1～表3可見，當傳輸信道沖激響應不包含前徑時，無論采用WMF或ZF-FFF作為預濾波器，均可獲得良好的接收性能。當傳輸信道沖激響應包含一路或二路前徑時，接收性能有所下降，而為達到一定的誤比特率性能所需的信噪比門限有所提高。采用ZF-FFF作為預濾波器與采用WMF作為預濾波器相比，引起的接收性能下降僅為2 dB左右。與采用WMF作為預濾波器相比，采用ZF-FFF作為預濾波器，在濾波器系數求取及濾波運算時，其計算復雜度均有明顯下降。

5 結 語
    給出了基于PBC傳輸方式的WLAN接收機設計方法，即采用迫零準則設計預濾波器(ZF-FFF)；選擇M算法來對抗碼間干擾的影響。與采用白化匹配濾波器作為預濾波器的傳統接收機設計方法相比，運算復雜度得到大幅度降低。計算機仿真結果表明，上述接收機設計在不同信道情況下表現出穩(wěn)健的性能。該設計易于實現，性能優(yōu)良，具有良好的實際應用前景。