早期開關電源（SMPS）設計采用的標準控制方法稱為“電壓模式”操作。斜坡發(fā)生器驅動電壓比較器的一個輸入端，來自誤差放大器/環(huán)路濾波器的誤差信號驅動另一個輸入端，見圖1。得到的是僅基于電壓誤差信號的PWM脈沖。該工作模式下的電路具有以下兩個局限性：一是沒有保護電路元件的限流功能，二是對輸入輸出的瞬態(tài)變化響應緩慢。



圖1 電壓模式控制

電流模式控制

隨著SMPS設計的成熟，一種稱為“電流模式”控制的更安全的系統正逐步進入設計師的視線。該系統使用由電感電流驅動的電流反饋信號取代了斜坡發(fā)生器。用這種方法得到的系統的電感峰值電流由誤差信號直接控制，從而根除了可能由過電流條件導致的電路故障，見圖2。由于電流模式控制的是電感電流，因而可有效地消除控制回路中由電感產生的“極點”和延遲，從而提高系統的瞬態(tài)響應速度。

圖2 電流模式控制

斜坡補償的重要性

大多數模擬電流模式PWM控制器的一個顯著問題是其只能測量峰值電流。因輸出電容是對平均電流進行積分以產生所需輸出電壓，因此實際上需要的是測量平均電流的能力。通常，平均電流可以近似為峰值電流的一半。對于占空比小于50%的情況，在啟動下一個PWM周期前，電感電流有足夠的時間衰減到0。只要電感電流在PWM周期末達到0，平均電流就等于電感峰值電流的一半，見圖3。

圖3 占空比小于50%時，平均電流近似為峰值電流的一半

[!--empirenews.page--]通常這種設計方案是可行的，但是當占空比大于50%時，有些問題就會顯現出來。主要原因是平均電流不再近似為峰值電流的一半，見圖4。


圖4 占空比大于50%時，平均電流大于峰值電流的一半

隨著PWM占空比在大于等于50%的條件下繼續(xù)增加，平均電流就會越來越大于用測量峰值電流估計的值。得到的輸出電壓將會高于預期，并且持續(xù)上升直到較慢的電壓控制回路重新調整電流設定點。輸出電壓會下降到預期電壓以下，然后重復此過程（稱為子周期（sub-cycle）振蕩）。

為解決電流模式的不穩(wěn)定性問題，針對模擬電流模式控制器開發(fā)了名為“斜坡補償”的技術。通過在電壓誤差放大器生成的電流閾值上添加一個下降沿鋸齒波電壓，見圖5，為限流比較器生成新的電流閾值，使其能更緊密地跟蹤平均電感電流。

圖5 斜坡補償

數字電流模式控制中的設計問題

采用數字電流模式控制克服了模擬電流模式PWM控制器的許多局限性。SMPS中的數字電流模式控制非常有價值，因為它提供了許多功能，如晶體管峰值電流保護、消除磁性元件中的磁場“棘輪效應”、輸入電壓變化抑制和簡單的控制回路補償。實現電流模式控制會帶來另一個好處，即使用誤差電壓控制電感電流的最大值，使電感成為電壓控制的電流源。作為電流源，電感不再在回路的頻率響應中產生極點。這樣，回路從無條件不穩(wěn)定電路變?yōu)橛袟l件穩(wěn)定電路，這使得環(huán)路濾波器設計更加簡單。既然電流模式是如此優(yōu)越的系統，為什么數字SMPS設計師仍然使用電壓模式控制呢？

許多DSC沒有模擬比較器和可以在PWM周期的適當點測量電感電流的ADC。缺少某些方法以在期望點及時精確地測量電流，DSC就必須不停地在PWM周期用ADC測量電感電流，以捕捉當電感電流達到期望值的“瞬間”。為了達到12位分辨率，需要在每個PWM脈沖進行多達2048次ADC電流轉換。所需的ADC的采樣速率為10億次/秒。另外，需要充足的處理能力來收集這10億次轉換，將每次轉換結果與誤差信號相比較，并在達到預期電流時，關閉PWM輸出。保守的說，這意味著需要一個每秒能執(zhí)行10億條指令（BIPS）的處理器。顯然，這不是一種解決該問題的低成本設計方案。

DSC簡化了SMPS電流模式控制的設計

那么設計師如何在數字SMPS設計中實現電流模式控制？答案就是使用具有支持SMPS設計的外設的最新數字信號控制器（DSC）。

當用DSC實現SMPS設計時，有很多可行的方法可用來執(zhí)行電流模式控制。例如，Microchip的dsPIC30F202X DSC有以下特性：高分辨率數字PWM發(fā)生器、以每秒兩百萬次的采樣速度異步采樣和轉換信號的ADC、帶相關的10位參考數模轉換器（DAC）的高速模擬比較器、30MIPS高性能具備DSP處理能力的控制器。

片上DAC為模擬比較器提供了可編程的閾值，軟件可以隨時更新這些參考DAC的值以設定峰值電流限制。

數字電流模式方法的關鍵在于使用具有特定片內PWM外設（其工作方式與分立式電流模式PWM發(fā)生器相同）的DSC，見圖6。


圖6 具有自動關閉功能的基于計數器的PWM

從圖2中的框圖可知，2個混合信號組件（1個電壓比較器和1個DAC）已添加到普通的基于定時器的PWM外設中。電壓比較器向PWM模塊提供一個關閉信號，此信號與占空比計數器的輸出一起對PWM信號進行門控。當占空比計數器達到0時，比較器的輸出可以將PWM輸出驅動至0。

DAC的輸入來自DSC，并生成比較器的參考信號。當該系統被整合到數字SMPS時，PWM模塊中的計數器發(fā)出PWM脈沖，DAC產生一個送至比較器反相輸入端的電壓（該電壓表示的是電感的期望電流），而反饋電流被送至比較器的同相輸入端。[!--empirenews.page--]

隨著電感內電流的形成，占空比計數器將繼續(xù)向上計數。如果電感電流先達到期望值，比較器將終止脈沖，電感開始向輸出電容放電。如果PWM計數器先達到特定的占空比值，比較器將終止PWM脈沖。該方法在模擬和數字兩個領域都達到了最佳效果——既可以得到一個不需要高MIPS處理器的快速電流模式反饋，又可以具有設定最大占空比來限流的能力。

實現數字電流模式設計

如何讓該系統工作？我們首先確定SMPS設計需要的PWM頻率和最大占空比。這些參數用來對PWM的計數器部分進行配置。下一步，將參考DAC輸出調整至期望的電流反饋信號的最大范圍。這能在控制PWM占空比時提供最高分辨率。最后，設計比例積分器微分器（PID）軟件代碼，它會接收來自ADC的電壓反饋，將它和內部數字參考電壓作比較，適當濾波以幫助穩(wěn)定，然后將所需電流設置輸出到產生比較器參考電壓的DAC，見圖7。

圖7 數字電流模式控制

如何處理占空比大于50％時的電流模式穩(wěn)定性問題？PID軟件可設置所需的電流值，因此就可以輕松地調整DAC值。因為數字方式的控制操作統統由軟件完成，故采用數字方式進行斜坡補償比采用模擬方式更加容易。模擬解決方案需要一個與PWM脈沖同步的斜坡發(fā)生器以及一個求和結點（將斜坡電壓加在電流反饋上）。

這一方案設計了一個簡單的電流模式SMPS系統，該系統使用性價比高的30 MIPS DSC來完成1~2個BIPS處理器較難完成的工作。假設處理器在下一個脈沖開始之前只需計算一個新的期望電流值，那么處理器應有足夠的空閑時間完成其他任務，例如通信、系統監(jiān)視和決策性功能（包括軟啟動/上電序列以及處理故障檢測和恢復）。

數字電流模式控制技術

DSC包含一個ADC，它能夠在PWM周期內進行精確的特定電流采樣采集，無需使用模擬比較器就可以實現電流模式控制。數字電流模式控制回路基于以下事實：可以計算出達到期望電感電流值所需的PWM導通時間?？梢詼y量電感上的電壓，當感應系數已知時，還可測量電感中的初始電流。

給定：V=Ldi/dt
      I(t)=I(to)+1/L*∫V(t)dt
整理為：(L/V)*(I(t)-I(to))=dt
使用公式：PWM導通時間=(L/V)*2*(Idesired-Istart)

對于大多數應用，由于輸入濾波器電容較大，故輸入電壓不能快速改變。因此，無需每次執(zhí)行控制算法時都計算耗時的除法運算（L/V）。許多PWM周期可以共用計算結果以減少計算的工作量。視L/V項為恒量，占空比其余部分的計算就很輕松了。不將模擬比較器用作PWM信號的關斷控制器，使其可用于檢測負載電流意外出現大幅瞬態(tài)變化的情況或輸出過壓條件。

前饋技術

電流模式控制的優(yōu)點之一是提高了對可變輸入電壓的響應。SMPS系統采用了數字控制之后，很容易為可變輸入電壓提供前饋補償。大多數SMPS拓撲中用來描述輸出電壓與輸入電壓、占空比和變壓器匝數比關系的傳遞公式相對簡單?？稍陔娏髟O定點添加電壓前饋，或者以與電流控制回路并聯的方式添加到電路中。例如，降壓轉換器的傳遞公式為：

Vout=Vin*占空比/周期

通常情況下，所有控制計算的期望結果都用于生成要裝入到PWM占空比寄存器中的值。

占空比=Vout*(周期/Vin)

計算輸入電壓的前饋補償所花費的時間是執(zhí)行除法運算所需的時間。前饋補償技術本質上非常穩(wěn)定，并可提供更快的瞬態(tài)響應。

結論

本文討論了在SMPS應用中實現電流模式控制的各種方法（使用或不使用模擬比較器）。帶合適外設的DAC在實現SMPS時提供了多種選擇。從模擬SMPS控制到數字SMPS控制的轉換過程中的一個重要步驟是要意識到電流模式控制的期望功能是完全可以在DSC中通過各種技術實現的。