介紹了利用TOPSwitch構(gòu)成的反激變流器．井從傳遞函數(shù)補償?shù)慕嵌确治隽朔答?strong>電路的設(shè)計方法。通過反饋電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)的調(diào)整,變流器的輸出電壓紋波大幅度減小,抗干擾性能得到了加強(qiáng),效率有所提高。
關(guān)鍵詞：單片開關(guān)電源;反激;反饋：傳遞函數(shù)

0 引言
    近年來,中小功率的開關(guān)電源向著單片集成化的方向發(fā)展。1997年,美國功率集成公司(Power Integration Inc,簡稱PI公司)推出三端單片電源TOPSwitch-II系列。該系列產(chǎn)品將MOSFET和控制電路集成在一起,不僅提高了電源效率,而且使電源的體積和重量大為減小。
    由于TOP系列單片電源的集成度很高,外圍電路十分簡單,本文在試驗的基礎(chǔ)上分析并改進(jìn)了反饋網(wǎng)絡(luò),驗證了其對電路性能提高的有效性。

1 TOPSwitch開關(guān)電源反饋電路設(shè)計
    TOPSWitch的外圍電路主要分為輸入整流濾波電路、鉗位保護(hù)電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路和反饋電路5部分。其中前4部分電路設(shè)汁可以在PI公司的網(wǎng)站上找到專用的設(shè)計軟件進(jìn)行計算,電路的參數(shù)和器件型號都能滿足TOPSwitch開關(guān)電源的需要。
    至于反饋電路,由于PI公司沒有專用的工具,所以必須根據(jù)電路的實際情況進(jìn)行設(shè)計。單片開關(guān)電源的反饋形式雖然有很多,但可以歸結(jié)為圖1所示的4種基本形式。其中圖1(a)為基本反饋電路,電路簡單但穩(wěn)壓性能較差,負(fù)載調(diào)整率只能達(dá)到S1=±5％;圖1(b)為改進(jìn)型反饋電路,增加了一只穩(wěn)壓管D5,可以使S1改善到±2％;圖1(c)為帶穩(wěn)壓管的光耦反饋電路,相當(dāng)于給TOPSwitch增加一級外部誤差放大器,再與內(nèi)部誤差放大器配合使用,可以對輸出電壓進(jìn)行調(diào)整,S1可到達(dá)±1％;圖1(d)為帶TL431的光耦反饋電路,用三端線性穩(wěn)壓管代替圖l(c)中的穩(wěn)壓管D5,從而對輸出電壓進(jìn)行精細(xì)調(diào)整,S1=±O.2％。

    設(shè)計開關(guān)電源時,一般根據(jù)實際技術(shù)要求選擇合適的反饋電路,本文就圖l(d)的反饋形式進(jìn)行分析。并給出較為實用的電路結(jié)構(gòu),圖2是應(yīng)用TOP224及精密反饋電路構(gòu)成的反激變流器,交流通用輸入(85~265V),多路輸出,要求主輸出電壓紋波在0．5％以內(nèi),負(fù)載調(diào)整率S1=±0.2％。    

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    對于圖2電路,主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構(gòu)成的誤差比較器,通過光耦PC817線性關(guān)系的電流變化控制TOPSwitch的Ic,從而改變PWM寬度,達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關(guān)系,如圖3所示。

    為使PWM線性調(diào)節(jié),控制腳電流Ir應(yīng)在2~6mA之間,而Ic是受光耦二極管電流If控制的,由于光耦PC817是線性光耦,二極管正向電流If在3mA左右時,三極管的集射電流Ice在4mA左右,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內(nèi)線性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
    從TL431的技術(shù)參數(shù)知,Vka在2.5~37V變化時,Ika可以在1~100mA內(nèi)大范圍變化,一般選20mA即可,既可以穩(wěn)定工作,又能提供一部分死負(fù)載。
    由以上分析,可以得到一組關(guān)系式,有

   
式中：Vf是PC817二極管壓降;
      VR是TL43l參考端電壓;
      Vc是輸出電壓。
    根據(jù)以上計算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
    使用以上參數(shù)構(gòu)成的反激變流器,由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理,使得輸出電壓紋波較大,達(dá)到150mV(=3％),所以必須對控制電路進(jìn)行改進(jìn),進(jìn)一步提高控制環(huán)路的增益和帶寬,改善電路的瞬態(tài)響應(yīng),以降低輸出紋波。
    TOPSwitch的控制函數(shù)有兩個極點,第一個極點頻率為7kHz,它是由內(nèi)部阻容元件構(gòu)成的低通濾波器決定的,其截止頻率為7kHz,能濾掉開關(guān)噪聲電壓,而對誤差電壓只產(chǎn)生很小的相移。第二個極點頻率為1.7kHz,是由自動重啟動電容C8(47μF)和控制端動態(tài)阻抗Zc決定的,該極點適用于開關(guān)電源在不連續(xù)模式且占空比D<50％情況下。
    反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設(shè)計反饋網(wǎng)絡(luò)前,假設(shè)PC817的電流傳輸比CTR=100％,而且因為TOPSwitch的控制是電流模式,所以PC817構(gòu)成的傳遞環(huán)節(jié)不影響整個系統(tǒng)的頻率響向應(yīng),令Kea=1,并且所有設(shè)計采樣點在輸出的小LC濾波環(huán)節(jié)之前。此時,開環(huán)傳遞函數(shù)為V1為

    V1折算到低壓側(cè)的原邊直流電壓;
    RL為負(fù)載電阻;
    L為高頻變壓器次級電感。
    代入電路參數(shù)得
    TOPSwitch的開關(guān)頻率為100 kHz,為了避免其引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5,我們?nèi)?／5為20kHz。則此時的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
    如果用單極點補償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用雙極點補償形式來提升相位裕度。圖5(b)具有兩個極點和一個零點,把第一個極點設(shè)定在原點,第一個零點一般在帶寬的1／8左右,這樣在帶寬處提升相位10°左右,此零點越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調(diào)整率降低,這里取2kHz。第二個極點的選取一般是用來抵消右半平面零點(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持一20db／10decade的形狀,這里取極點頻率50kHz,如圖6所示。

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    補償網(wǎng)絡(luò)通頻帶增益Ad=0,所以有R3／Rl=l,對應(yīng)圖2中,R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz,fp2=50kHz,

   
得到C1=318pF,C2=8nF。對應(yīng)圖2中C9=318pF,C8=8nF。
    此時帶寬處的相位裕度為180一90+10一46=54°,滿足工程上的要求。在低于OdB帶寬后,曲線為一40dB／decade,這樣增益迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,并且有很好的負(fù)載調(diào)整率和電壓凋整率。

2 實驗結(jié)果
    按以上分析得到的參數(shù)設(shè)計了一款反激變流器電路,單片開關(guān)電源選用TOP224Y,總功率45W,輸出+5V(6A),士15V(1A),圖7、圖8為實測波形。輸出電壓紋波為20mV(=0.4％),電壓調(diào)整率SV<10mV（<0.2%）,負(fù)載調(diào)整率S1=10mV(=0.2％),效率達(dá)到80％。

3 結(jié)語
    本文通過分析反激變流器的傳遞函數(shù),設(shè)計出一種較好的補償網(wǎng)絡(luò),并給出一些主要的參數(shù)的計算方法。針對實驗電路,可以發(fā)現(xiàn)應(yīng)用新的補償網(wǎng)絡(luò),輸出電壓紋波得到很大改善,抗干擾性能得到提高,而且電源效率有一定改善。