目前，電子系統(tǒng)的電源管理芯片通過有效的功率分配優(yōu)化系統(tǒng)效率。這種管理方式的關鍵是電流檢測，它不僅能幫助系統(tǒng)維持所需要的功率電平，還可通過伺服調(diào)整來維護電子系統(tǒng)的正常運行，防止電路失效和電池過放電。

電流檢測有兩個基本方法，可以測量載流導體的磁場，也可以在電流回路插入一個小電阻并測量其兩端壓降。第一種方法沒有強行插入元件或引入插入損耗，但價格相對昂貴，而且容易導致非線性和溫度系數(shù)誤差。因此，磁場檢測雖然避免了插入損耗，但由于其高成本，在具體應用中受到很大限制。
本文主要討論電阻檢測技術(shù)在半導體工業(yè)的可行性。

電阻測量
在電流回路插入一個小阻值的檢測電阻可以產(chǎn)生一個相應的壓降，經(jīng)過放大后形成與電流成比例的輸出信號。根據(jù)應用環(huán)境和檢測電阻的放置位置不同，該檢測技術(shù)為檢測放大器設計帶來了各種挑戰(zhàn)。

圖1(a)高邊電流檢測

圖1(b) 低邊電流檢測簡化框圖

如果檢測電阻放置在負載和電路地之間，其所產(chǎn)生的壓降可以通過簡單的運放進行放大（見圖1(b)），這種方法稱為低邊電流檢測。它不同于電源、負載之間放置檢測電阻的高邊檢流（見圖1(a)）。

[!--empirenews.page--]
檢流電阻的阻值越小功耗越低，但要保證產(chǎn)生檢測放大器可以檢測的電壓，提供足夠高的精度。注意，檢流電阻兩端的差分信號疊加在一個共模電壓上，對于低邊檢測來說接近于地電位（0V），而對高邊檢測則接近于電源電壓。因此，對于低邊檢流，測量放大器的共模輸入范圍必須包括地電位；對于高邊檢流，放大器的共模范圍必須包括電源電壓。

圖2 充電器采用了低邊電流檢測

因為低邊檢流的共模電壓接近地電位，檢流電壓可以利用一個低成本、低電壓運放進行放大。低邊電流檢測方案簡單而且便宜，但很多應用無法接受檢流電阻引入的地線干擾。負載電流較大時更會加劇這個問題，因為系統(tǒng)中一部分電路的地電位由于低邊檢流電阻而產(chǎn)生偏移，而這部分電路可能與另一部分地電位沒有改變的電路相互聯(lián)系。

為了更好地理解這一問題，設想采用低邊電流檢測的“智能電池”充電器（見圖2），AC/DC轉(zhuǎn)換器輸出連接到2線智能電池。這種電池通常通過一條線傳輸電池的具體信息，表示電池的“健康”狀況，而利用另一條連線測量溫度。檢測電池溫度時，通常在電池包內(nèi)采用一個負溫度系數(shù)的熱敏電阻，提供一個以電池負極為參考的比例輸出信號。

如圖2所示，插入的檢流電阻進行低邊檢測。由電池電流產(chǎn)生的檢測電壓經(jīng)過放大并反饋到控制器，提供必要的功率調(diào)節(jié)。由于檢測電壓隨電池電流變化，因此改變了電池負極的電壓，造成溫度輸出的不準確。
低邊檢測的另一個主要缺點是：無法檢測電池與地意外短路時的短路電流。圖2中，電源正極與地短路時將造成極大的電流，足以損壞MOSFET開關（S1）。盡管存在這些缺陷，由于電路簡單、成本較低，對于那些不需要短路保護的應用，并且可以忍受地線干擾時，低邊檢測不失為一個極具吸引力的方案。

為什么選擇高邊檢測
高邊電流檢測（見圖1(b)）將檢測電阻放置在高側(cè) —— 電源與負載之間，不僅消除了低邊檢測中出現(xiàn)的地線干擾，而且能夠檢測電池與系統(tǒng)地的短路故障。

然而，高邊檢測要求檢流放大器能夠處理接近電源電壓的共模電壓，這個共模電壓根據(jù)具體應用而變化：監(jiān)測處理器核電壓時大約為1V，在工業(yè)、汽車和電信應用中可能達到數(shù)百伏。例如，筆記本電腦的典型電池電壓為17～20V，汽車應用中電池電壓為12V、24V或48V，電信應用中電壓通常為48V。此外，高邊電流檢測還可能用在更高電壓應用中，如高壓電機控制、雪崩光電二極管（APD）、PIN二極管以及高壓背光LED。因此，高邊檢流放大器需要解決的一個關鍵問題是處理高共模電壓的能力。

傳統(tǒng)的高邊檢流放大器
在典型的5V供電低壓應用中，高邊檢流放大器可以用簡單的儀表放大器（IA）實現(xiàn)。但IA架構(gòu)有一定的局限性，例如：限制輸入共模范圍。另外，IA的價格相對較高，而且當共模電壓較高時，低壓IA無法滿足工作要求。由此可見，高壓是高邊檢流放大器所面臨的設計挑戰(zhàn)。

圖3 傳統(tǒng)的高邊檢流放大器

解決這個問題的直接方案是利用電阻分壓器按一定比例降低高邊共模電壓，使其處于檢流放大器的輸入共模范圍內(nèi)。然而，這種方式增大了電路板尺寸并提高了設計成本，而且無法獲得精確的測量結(jié)果，以下給出了具體解釋。

[!--empirenews.page--]
例如，如果檢流電阻兩端產(chǎn)生100mV的檢測電壓，其共模電壓為10V。對應于100mV的滿量程輸出電壓為2.5V，要求精度在1％以內(nèi)。如果我們簡單地通過分壓電阻將10V共模電壓縮小10倍，如圖3所示。運放A1配置成差分放大器，很容易處理1V共模電壓。而VSENSE（100mV）將按同樣比例降低檢測電壓，提供給差分運放輸入的檢測電壓只有10mV。為了達到2.5V滿量程，必須引入額外的放大器A2，增益設置為250。

注意，A1的輸入失調(diào)電壓毫無衰減地出現(xiàn)在輸出端，并送入增益為250倍的放大器A2的輸入端。因為這些失調(diào)電壓與檢測信號無關，將疊加到A2輸入的均方根值（RSS）內(nèi)，產(chǎn)生等效失調(diào)電壓。假設兩個運放都有1mV的輸入失調(diào)，等效失調(diào)為
(VOS-EQ)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2
其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的輸入失調(diào)電壓。

因此，以上架構(gòu)在A2輸出端產(chǎn)生的誤差電壓為250×1.4mV=350mV，這只是輸入失調(diào)的影響。運放的失調(diào)電壓將造成14％的系統(tǒng)誤差。

電阻不匹配對CMRR的影響
第二個主要的誤差源源于運放A1的電阻臂公差。A1的CMRR主要取決于R2/R1和R4/R3。即使兩個電阻臂的誤差為1％，但仍會產(chǎn)生90μV/V的輸出共模增益。利用1％公差的電阻，電阻臂的比例變化也會達到±2%，在最差工作條件下，將會產(chǎn)生3.6mV/V的共模電壓誤差。因此，對于10V的輸入共模電壓，在A1輸出端可能產(chǎn)生高達36mV的誤差（電阻臂1％的比例變化會產(chǎn)生0.9mV的誤差）。36mV的誤差顯然是無法接受的，它會造成增益為250倍的A2進入飽和狀態(tài)。1％電阻臂變化可能產(chǎn)生的放大后的誤差電壓為0.9mV×250=225mV。

總誤差
總誤差包括：A1輸入失調(diào)電壓的RSS、A2輸入失調(diào)電壓以及由于電阻誤差造成的輸出誤差電壓。如上所示，1％的電阻公差加上10V的共模變化，在最差條件下可能造成36mV誤差。總計RSS輸入誤差電壓為
(VTOTAL_OS)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2 +(VOS_MISMATCH)2

其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的輸入失調(diào)電壓，VOS_MISMATCH是1％電阻臂變化引起的輸入誤差電壓。

即使不考慮溫度變化的影響，A1和A2放大器的輸入失調(diào)電壓以及1％電阻臂不匹配所產(chǎn)生的總誤差也會導致高達1.67mV×250=417.5mV的誤差，是滿量程輸出的16.7％。另外，對于417.5mV的誤差電壓，等效于417.5mV/25=16.7mV的輸入失調(diào)誤差，這也是設計中無法接受的。

總誤差可以通過使用高精度電阻(0.1%)或有失調(diào)電壓更低的放大器得以改善。但這將進一步增加了外部元件，提高系統(tǒng)成本。

注意，即使沒有負載的情況下，分壓電阻R4/R3和R2/R1仍然提供了一條對地的供電電流通路。這一低共模電阻對地通路將對電池供電產(chǎn)品造成很大影響，電阻的漏電流會迅速消耗電池能量。

圖4 集成高邊電流檢測放大器的基本架構(gòu)

專用高邊檢流放大器
實際應用不僅需要在高共模電壓下檢測信號，而且還要求非常好的CMRR和低輸入失調(diào)電壓。圖4是常見的集成高邊檢流放大器（CSA），集成在很小的封裝內(nèi)，從而大大縮小了電路板尺寸。采用高壓工藝制造這類IC，使其能夠處理高達80V甚至以上的共模電壓，即使在電源電壓低至2.8V的情況下。

在圖4電路中，電流流過檢測電阻時將產(chǎn)生一個小的差分電壓，加到增益電阻RG1上。該電流（與檢測電壓成正比）為鏡像電流，提供一個以地為參考的輸出電流，從高邊產(chǎn)生所要求的電位差。該電流輸出通過一個電阻或電壓緩沖器轉(zhuǎn)換成電壓信號。